《运动控制系统》课件 潘庭龙 第1-5章 绪论-运动控制系统中的检测技术

运动控制系统MotionControlSystems自动化、电气工程及其自动化的专业核心课程。课程基础说课课程特点创新观念工程性观念理论联系实际系统性观念研究对象电动机

直流电动机

交流电动机异步电动机同步电动机特种电动机课程性质课程教学目标理解运动控制系统相关工程问题，利用相关仿真软件进行系统仿真与分析，能根据交直流调速系统基本原理构建实验系统并进行相关实验与分析。能够清晰地描述运动控制系统的设计任务，并能针对传动系统、变频器等相关工业应用领域的要求给出初步设计方案，并能够进行相关的技术改进。掌握运动控制系统的基本概念、基本组成与工作原理，掌握系统静动态特性分析与系统设计的基本工具与方法。综合运用所学知识，包括自动控制原理、电力电子技术及电机学等构建运动控制系统动态数学模型，分析运动控制系统静动态性能。支撑毕业要求4.3能够综合运用自动化专业知识，对自动控制系统中的综合性问题设计实验方案，并对实验结果进行整理、归纳和分析。3.3能够利用专业知识，设计满足特定需求的系统模块，并能够在设计环节中体现创新意识。1.3能够针对复杂工程环境下的自动控制问题，在提出解决方案过程中，合理运用工程基础和自动化专业知识。2.3能够利用专业知识和文献研究，合理分析自动控制系统模型，获得解决复杂工程问题的有效结论。课程教学大纲要求工程教育专业认证要求说课考核方式课程教材教学课时理论48+实验16=64期末考试——60%实验成绩——20%平时成绩——20%《运动控制系统》第1版

潘庭龙主编机械工业出版社第2章运动控制系统的负载特性第3章运动控制系统的被控对象—电动机第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器第5章运动控制系统中的检测技术课程内容第6章直流电动机调速系统 第7章交流电动机调速系统 说课第1章

绪论第8章调速系统的数字化与智能化第9章伺服控制系统第10章运动控制技术的典型应用2课时6课时6课时2课时16课时12课时2课时2课时1.1运动控制系统的组成（1）定义

以机械运动的驱动设备——电动机为控制对象，以控制器为核心，以电力电子功率变换装置为执行机构，在自动控制理论的指导下组成的电气传动自动控制系统。工业控制过程控制：针对过程参数控制，时间常数较大运动控制：针对机械运动过程，时间常数小例如？第1章绪论控制器：按照给定值和实际运行的反馈值之差，调节控制量；功率驱动装置：一方面按控制量的大小将电网中的电能作用于电动机上，调节电动机的转矩大小，另一方面按电动机的要求把恒压恒频的电网供电转换成电动机所需的交流电或直流电；

电动机：按供电大小拖动生产机械运转。（2）结构知识领域：控制理论单片机/PLC知识领域：电力电子与功率变换技术知识领域：电机原理与模型知识领域：传感与检测技术知识领域：数据处理技术闭环控制系统的基本结构？第1章绪论1.1运动控制系统的组成控制器功率驱动装置电动机转速/电流、电压调节器三相桥式晶闸管整流装置直流电动机P/PI/PID调节器三相半波晶闸管整流装置交流电动机模糊控制器不可控整流—PWM斩波器异步电动机(绕线/鼠笼)自适应控制器交交变频器同步电机标量控制器交直变频器永磁同步电机矢量控制器电压型逆变器开关磁阻电机直接转矩控制器电流型逆变器无换向器电机运动控制系统的三个组成部分，任何一部分微小的变化可构成不同的运动控制系统，这些系统的共性、特点以及分析设计方法即本课程涉及的内容，将可能的每一部分列表如下：第1章绪论1.1运动控制系统的组成

传感器实现被控量的检测，是实现闭环控制的基础，根据不同的反馈量，有不同的测量装置。第1章绪论1.1运动控制系统的组成（3）分类按被控量分：以转速为被控量的系统——调速系统以角位移或直线位移为被控量的系统——位置随动(伺服)系统按驱动电机的类型分：直流电机带动生产机械——直流传动系统交流电机带动生产机械——交流传动系统按控制结构分：

开环控制——无检测反馈环节

闭环控制——引入被控量的负反馈第1章绪论1.1运动控制系统的组成闭环控制策略转矩、速度、位置由内向外的三闭环系统位置控制器速度控制器转矩控制器电流控制功能电动机转矩检测器机械负载＋－＋－＋－＋－s

位置控制

将某负载从某一确定的空间位置按某种轨迹移动到另一确定的空间位置速度控制以确定的速度曲线使负载产生运动转矩控制

对转矩的控制通常通过控制电流来实现在运动控制系统中，转矩控制是最基本的控制；性能评价：稳态精度、动态响应速度通用控制方法

PID控制、自适应控制、Fuzzy控制等特定控制策略针对交流电动机的转矩控制有：VVVF控制、矢量控制、直接转矩控制第1章绪论1.1运动控制系统的组成应用先进控制理论不依赖模型智能控制、自适应控制等系统网络化信息孤岛控制的数字化模拟：老化，调试复杂数字：量化误差Development驱动的交流化直流：控制简单，但有电刷交流：控制复杂第1章绪论1.2运动控制系统的历史与发展本章小结运动控制系统的组成运动控制系统发展趋势第1章绪论第2章运动控制系统的负载特性2.1运动控制系统的转矩控制规律2.2生产机械的负载特性2.3运动控制系统稳定运行条件2.4调速方式与负载特性的配合忽略阻尼转矩和扭转弹性转矩，运动控制系统的简化运动方程式第2章运动控制系统的负载特性2.1运动控制系统的转矩控制规律

*注意：电磁转矩正负号的规定！(2-2)

转矩控制是运动控制的根本问题磁链控制同样重要

生产机械的负载转矩TL是一个必然存在的不可控扰动输入。位能性恒转矩负载反抗性恒转矩负载恒功率负载二次方率负载第2章运动控制系统的负载特性2.2生产机械的负载特性

负载类型第2章运动控制系统的负载特性2.3运动控制系统稳定运行条件

在A点，系统平衡Te=TL，扰动使转速有微小增量，转速由nA上升到nA1，Te<TL；扰动消失，系统减速，回到A点运行。扰动使转速有微小下降，由nA下降到nA2，Te>TL；扰动消失，系统加速，回到A点运行。图2-5稳态工作点分析

在B点，系统平衡Te=TL。扰动使转速有微小增量，转速由nB上升到nB1,Te>TL，系统加速；即使扰动消失，也不能回到B点运行。扰动使转速微小下降，由nB下降到nB2，Te<TL，系统减速；即使扰动消失，也不能回到B点运行。第2章运动控制系统的负载特性2.4调速方式与负载特性的配合

电动机有恒转矩调速和恒功率调速两种方式。如果输出转矩和转速无关，则为恒转矩调速方式，如图2-6所示。如果输出转矩和转速成反比，则为恒功率调速方式。调速方式与负载特性的配合a)恒转矩调速配恒转矩负载c)恒功率调速配恒转矩负载

e)恒转矩调速配二次方律负载

图2-7调速方式与负载特性的配合图2-6电动机调速方式b)恒功率调速配恒功率负载d)恒转矩调速配恒功率负载f)恒功率调速配二次方律负载本章小结运动控制系统的转矩控制规律生产机械的负载特性运动控制系统稳定运行条件调试方式与负载特性的配合第2章运动控制系统的负载特性第3章运动控制系统的被控对象—电动机3.1直流电动机数学模型3.2交流电动机数学模型3.2.2PMSM/BLDCM数学模型3.2.1异步电动机数学模型第3章运动控制系统的被控对象—电动机3.1直流电动机数学模型

（3-1）

（3-2）

式中，（N•m/A）

（3-3）图3-1直流电动机等效电路

（3-4）

（3-5）

（3-6）

（3-7）

（3-8）

（3-9）

式中，第3章运动控制系统的被控对象—电动机3.1直流电动机数学模型对式（3-8）、（3-9）进行拉氏变换得图3-2直流电动机动态结构图

（3-10）

（3-11）

对式（3-3）进行拉氏变换得

（3-12）式（3-10）~（3-12）构成了直流电动机得动态数学模型。a)动态结构图b)等效结构图第3章运动控制系统的被控对象—电动机3.2交流电动机数学模型图3-3异步电动机T型等效电路

交流电动机的定子一般采用三相对称绕组，为简化问题，同时又不影响数学模型的精度，常作如下假设:1）忽略空间谐波，设三相绕组对称，在空间上互差120°，所产生的磁动势沿气隙周围按正弦规律分布；2）忽略磁路饱和，各绕组的自感和互感都是恒定的；3）忽略铁心损耗；4）不考虑频率变化和温度变化对绕组电阻的影响。3.2.1异步电动机数学模型

（3-13）第3章运动控制系统的被控对象—电动机3.2交流电动机数学模型图3-4忽略励磁电流后的异步电动机等效电路3.2.1异步电动机数学模型

根据图3-3可求得折合到定子侧的转子相电流幅值为

（3-14）

（3-15）

1.异步电动机稳态数学模型第3章运动控制系统的被控对象—电动机3.2交流电动机数学模型3.2.1异步电动机数学模型1.异步电动机稳态数学模型

（3-18）两边对s求导

图3-5异步电动机的机械特性s很小s较大第3章运动控制系统的被控对象—电动机3.2交流电动机数学模型3.2.1异步电动机数学模型2.异步电动机动态数学模型图3-6异步电动机的多变量、强耦合模型结构性质：异步电动机动态数学模型是一个高阶、非线性、强耦合的多变量系统。图3-7异步电动机等效物理模型第3章运动控制系统的被控对象—电动机3.2交流电动机数学模型3.2.1异步电动机数学模型2.异步电动机动态数学模型写成分块矩阵形式：（1）磁链方程或写成

定子互感Lms—与定子一相绕组交链的最大互感磁通对应的电感；转子互感Lmr—与转子一相绕组交链的最大互感磁通对应的电感；定子漏感Lls—定子各相漏磁通所对应的电感，由于对称性，各相漏感值相等；转子漏感Llr—转子各相漏磁通所对应的电感。（3-23）（3-24）（3-29）第3章运动控制系统的被控对象—电动机3.2交流电动机数学模型3.2.1异步电动机数学模型2.异步电动机动态数学模型（2）电压方程（3-33）（3-34）（3-35）（3-36）（3-37）第3章运动控制系统的被控对象—电动机3.2交流电动机数学模型3.2.1异步电动机数学模型2.异步电动机动态数学模型（3）转矩方程（3-38）（3-39）（3-40）（3-41）第3章运动控制系统的被控对象—电动机3.2交流电动机数学模型3.2.1异步电动机数学模型2.异步电动机动态数学模型（4）运动方程（3-43）（3-44）（5）动态模型结构图

图3-8异步电动机的多变量非线性动态结构图1）异步电动机可以看作为一个两输入两输出的系统，输入量是电压向量和定子输入角频率，输出量是磁链向量和转子角速度。电流向量可以看作是状态变量，它和磁链矢量之间的关系由式（3-23）确定。2）非线性因素存在于Φ1(•)和Φ2(•)中，即存在于产生旋转电动势er

和电磁转矩Te两个环节上，还包含在电感矩阵L中。表明异步电动机数学模型具有如下性质：3）Φ1(•)和Φ2(•)两个环节同样体现了多变量之间的耦合关系，特别是产生旋转电动势的Φ1(•)对系统内部的影响最大。上述定量分析得到的结论与前面定性分析得到的结论一致，即异步电动机动态数学模型具有高阶、非线性、强耦合、多变量特性。第3章运动控制系统的被控对象—电动机3.2交流电动机数学模型3.2.1异步电动机数学模型3.坐标变换（1）空间矢量的定义图3-9电压空间矢量（3-45）

与定子电压空间矢量相仿，可以定义定子电流和磁链的空间矢量is

、ψs

，以及磁动势的空间矢量F。第3章运动控制系统的被控对象—电动机3.2交流电动机数学模型3.2.1异步电动机数学模型3.坐标变换（2）坐标变换的基本思路图3-10两极直流电动机的物理模型坐标变换的原则：在不同坐标系下所产生的磁动势完全一致；在不同的坐标系下功率相等。a)三相静止交流绕组b)两相静止交流绕组c)旋转的直流绕组图3-11三相交流异步电动机的物理模型第3章运动控制系统的被控对象—电动机3.2交流电动机数学模型3.2.1异步电动机数学模型3.坐标变换（3）三相-两相变换图3-12三相坐标系和两相正交坐标系中的磁动势矢量（3-46）（3-47）（3-48）功率相等（3-49）（3-51）第3章运动控制系统的被控对象—电动机3.2交流电动机数学模型3.2.1异步电动机数学模型3.坐标变换（4）两相静止-旋转变换（2s/2r变换）图3-13两相静止、旋转正交坐标系与磁动势空间矢量（3-52）（3-53）（3-54）（3-55）（3-56）第3章运动控制系统的被控对象—电动机3.2交流电动机数学模型3.2.1异步电动机数学模型3.坐标变换（5）两相静止-旋转变换（2s/2r变换）图3-14极坐标系和旋转正交坐标系中的磁动势矢量（3-57）（3-58）（3-59）第3章运动控制系统的被控对象—电动机3.2交流电动机数学模型3.2.1异步电动机数学模型4.异步电动机在两相正交坐标系上的动态数学模型图3-15异步电动机在两相旋转坐标系dq上的物理模型（1）异步电动机在两相任意旋转坐标系（dq坐标系）上的数学模型1)磁链方程（3-61）（3-60）

第3章运动控制系统的被控对象—电动机3.2交流电动机数学模型3.2.1异步电动机数学模型4.异步电动机在两相正交坐标系上的动态数学模型（1）异步电动机在两相任意旋转坐标系（dq坐标系）上的数学模型2)电压方程（3-63）（3-62）将磁链方程式（3-61）代入式（3-62）

（3-64a）

（3-64b）第3章运动控制系统的被控对象—电动机3.2交流电动机数学模型3.2.1异步电动机数学模型4.异步电动机在两相正交坐标系上的动态数学模型（1）异步电动机在两相任意旋转坐标系（dq坐标系）上的数学模型3)转矩和运动方程

(3-65)(3-66)图3-16异步电动机在dq坐标系上的动态等效电路a)d轴b)q轴式（3-60）、式（3-62）或（3-63）或（3-64a），式（3-65）和式（3-66）构成异步电动机在两相以任意转速旋转的dq坐标系上的数学模型。它比ABC静止坐标系上的数学模型简单了很多,但非线性、强耦合性质并未彻底改变。第3章运动控制系统的被控对象—电动机3.2交流电动机数学模型3.2.1异步电动机数学模型4.异步电动机在两相正交坐标系上的动态数学模型（2）异步电动机在

坐标系上的动态数学模型电压方程(3-66)磁链方程(3-60)利用两相旋转变换矩阵

代入式（3-65）并整理后，即得到

、

坐标上的电磁转矩(3-67)(3-68)(3-69)第3章运动控制系统的被控对象—电动机3.2交流电动机数学模型3.2.1异步电动机数学模型4.异步电动机在两相正交坐标系上的动态数学模型（3）异步电动机在两相同步旋转坐标系上的动态数学模型电压方程(3-70)

磁链方程、转矩方程和运动方程均不变。两相同步旋转坐标系的突出特点是，当三相ABC坐标系中的电压和电流是交流正弦波时，变换到dq坐标系上就成为直流。第3章运动控制系统的被控对象—电动机3.2交流电动机数学模型3.2.1异步电动机数学模型5.异步电动机在两相旋转坐标系上的状态方程（3）异步电动机在两相同步旋转坐标系上的动态数学模型1）

-

r-is

状态方程由式（3-61）中第3，4两式可解出(3-71)(3-72)代入式（3-65）(3-73)(3-74)(3-75)(3-76)(3-77)(3-78)

将(3-61)代入消去ird

、irq、

sd

、

sq

代入(3-66)第3章运动控制系统的被控对象—电动机3.2交流电动机数学模型3.2.1异步电动机数学模型5.异步电动机在两相旋转坐标系上的状态方程（3）异步电动机在两相同步旋转坐标系上的动态数学模型2）

-

s-is

状态方程第3章运动控制系统的被控对象—电动机3.2交流电动机数学模型3.2.2PMSM/BLDCM数学模型图3-17PMSM定转子结构示意图1.

三相坐标系下的动态数学模型（1）

电压方程（3-88）（2）

磁链方程（3-89）（3）

转矩方程（3-90）（4）

运动方程（3-91）式中，

f

为永磁磁链，Lm

为定子互感，Ln为定子漏感，θe为转子电角度。第3章运动控制系统的被控对象—电动机3.2交流电动机数学模型3.2.2PMSM/BLDCM数学模型2.

同步旋转坐标系下的数学模型（1）

电压方程（3-92）（2）

磁链方程（3-93）（3）

转矩方程（3-95）（4）

运动方程代入(3-92)（a）d轴

（b）q轴图3-18同步旋转坐标系下PMSM等效电路模型第3章运动控制系统的被控对象—电动机3.2交流电动机数学模型3.2.2PMSM/BLDCM数学模型3.

PMSM在两相同步旋转坐标系上的状态方程

第3章运动控制系统的被控对象—电动机本章小结直流电动机的数学模型，其可以等效为一个二阶系统;异步电动机的稳态数学模型，即转矩与转差率的关系；异步电动机动态数学模型的高阶、非线性、强耦合、多变量特性;建三相静止坐标系下的异步电动机、PMSM/BLDCM的动态数学模型，包括电压方程、磁链方程、转矩方程和运动方程;通过坐标变换对动态数学模型进行降阶、解耦，推导不同坐标系下的异步电动机、PMSM/BLDCM动态数学模型、状态方程。第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.1功率变换器的基本拓扑4.2功率变换器的统一数学模型4.3功率变换器的调制技术4.4变换器的驱动技术4.5功率变换器的仿真第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.1功率变换器的基本拓扑4.1.1晶闸管整流器

图4-1V-M系统拓扑

对于全控桥式电路，当电流连续时，输出平均电压Ud为（4-1）式中，

为从自然换相点算起的触发脉冲控制角；Um为

=0时的整流电压波形峰值；m为交流电源一周内整流电压脉波数，单相全波m=2，三相桥式m=6。第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.1功率变换器的基本拓扑4.1.2PWM变换器图4-2简单的不可逆PWM变换器（4-2）1.简单的不可逆PWM变换器图4-3电压电流波形

（4-3）VDUs+UgCVTidM+__EM21改变

即可调节电机的转速;若令

=Ud/Us为PWM电压系数,则：

=

U,idUdEidUsttonT02TudM+-VD2Ug2Ug1VT2VT1VD1E4123CUs+MVT2Ug2VT1Ug1第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.1功率变换器的基本拓扑4.1.2PWM变换器2.带制动的不可逆PWM变换器图4-4带制动的不可逆PWM变换器在0≤t≤

ton期间，Ug1为正，VT1导通，Ug2为负，VT2关断。此时，电源电压Us加到电枢两端，电流id沿图中的回路1流通。在ton

≤t≤T

期间，Ug1和Ug2都改变极性，VT1关断，但VT2却不能立即导通，因为id沿回路2经二极管VD2续流，在VD2两端产生的压降给VT2施加反压，使它失去导通的可能。实际上是由VT1和VD2交替导通,虽然电路中多了一个功率开关器件,但并没有被用上。U,idUdEidUsttonT02Tud电动状态第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.1功率变换器的基本拓扑4.1.2PWM变换器2.带制动的不可逆PWM变换器id为负值，VT2发挥作用。这种情况发生在电动运行过程中需要降速的时候→先减小控制电压，使Ug1的正脉冲变窄,负脉冲变宽，从而使平均电枢电压Ud降低。但是,由于机电惯性,转速和反电动势E还来不及变化，因而造成E

Ud的局面，很快使电流id反向，VD2截止，VT2开始导通。在ton≤t≤T，Ug2变正，于是VT2导通，反向电流id沿回路3

流通，产生能耗制动作用。在T≤t≤T+ton，VT2关断，－id沿回路4经VD1续流，向电源回馈制动，且VD1两端压降钳住VT1使它不能导通。制动状态中，VT2和VD1轮流导通，VT1始终是关断的。U,iUdEidUsttonT04444333VT2VT2VT2VD1VD1VD1VD1tUgO第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.1功率变换器的基本拓扑4.1.2PWM变换器2.带制动的不可逆PWM变换器制动状态

平均电流较小，在关断后经续流时，还没有到达周期T，电流已经衰减到零，因而两端电压也降为零，便提前导通，使电流方向变动，产生局部时间的制动作用，这种电动状态一个周期分成四个阶段：第1阶段，VD1续流，电流–id沿回路4流通；第2阶段，VT1导通，电流id沿回路1流通；第3阶段，VD2续流，电流id沿回路2流通；第4阶段，VT2导通，电流–id沿回路3流通。4123Tton0U,iUdEidUsttonT04123轻载电动状态的输出波形第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.1功率变换器的基本拓扑4.1.2PWM变换器2.带制动的不可逆PWM变换器轻载电动状态第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.1功率变换器的基本拓扑4.1.2PWM变换器2.带制动的不可逆PWM变换器

期间工作状态0~tonton~T0~t4t4~tonton~t2t2~T一般电动状态导通器件VT1VD2导通回路12电流方向++制动状态导通器件VD1VT2导通回路43电流方向--轻载电动状态导通器件VD1VT1VD2VT2导通回路4123电流方向-++-表4-1二象限不可逆PWM变换器的不同工作状态

可逆PWM变换器主电路有多种形式，最常用的是桥式（H形）电路。电动机M两端电压的极性随开关器件栅极驱动电压极性的变化而改变，其控制方式有双极式、单极式、受限单极式等多种，这里只着重分析最常用的双极式控制的桥式可逆PWM变换器。+UsUg4M+-Ug3VD1VD2VD3VD4Ug1Ug2VT1VT2VT4VT3132AB4MVT1Ug1VT2Ug2VT3Ug3VT4Ug4第1阶段，在0≤t≤

ton

期间，Ug1、

Ug4为正，VT1

、VT4导通，Ug2、

Ug3为负，VT2

、VT3截止，电流id沿回路1流通，电动机M两端电压UAB=+Us第2阶段，在ton

≤

t≤T期间，Ug1、

Ug4为负，VT1

、VT4截止，VD2

、VD3续流，并钳位使VT2

、VT3保持截止，电流id沿回路2流通，电动机M两端电压UAB=–Us正向运行反向运行第1阶段，在0≤

t≤

ton

期间，Ug2、

Ug3为负，VT2

、VT3截止，VD1

、VD4

续流，并钳位使VT1

、VT4截止，电流–id沿回路4流通，电动机M两端电压UBA=+Us第2阶段，在ton

≤t≤T期间，Ug2、

Ug3为正，VT2

、VT3导通，Ug1、

Ug4为负，使VT1

、VT4保持截止，电流–id沿回路3流通，电动机M两端电压UBA=–Us

第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.1功率变换器的基本拓扑4.1.2PWM变换器3.桥式可逆PWM变换器图4-6桥式可逆PWM变换器U,iUdEid+UsttonT0-UsU,iUdEid+UsttonT0-Us

第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.1功率变换器的基本拓扑4.1.2PWM变换器3.桥式可逆PWM变换器调速时,

的可调范围为0~1，–1<

<+1当

>0.5时，

为正，电机正转，当

<0.5时，

为负，电机反转；当

=0.5时，

=0，电机停止

当电机停止时电枢电压并不等于零，而是正负脉宽相等的交变脉冲电压，因而电流也是交变的.这个交变电流的平均值为零，不产生平均转矩，徒然增大电机的损耗，这是双极式控制的缺点。但它也有好处，在电机停止时仍有高频微振电流，从而消除了正、反向时的静摩擦死区，起着所谓“动力润滑”的作用。第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.1功率变换器的基本拓扑4.1.2PWM变换器4.PWM-M系统中的泵升电压图4-8泵升电压限制电路

泵升电压产生的原因对于PWM变换器中的滤波电容，其作用除滤波外，还有当电机制动时吸收运行系统动能的作用。由于直流电源靠二极管整流器供电，不可能回馈电能，电机制动时只好对滤波电容充电，这将使电容两端电压升高，称作“泵升电压”。

电力电子器件的耐压限制着最高泵升电压,因此电容量就不可能很小,一般几千瓦调速系统所需的电容量达到数千微法。

在大容量或负载有较大惯量系统中,不可能只靠电容器来限制泵升电压,这时,可以采用下图中的镇流电阻Rb来消耗掉部分动能.分流电路靠开关器件VTb在泵升电压达到允许数值时接通。

泵升电压限制第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.1功率变换器的基本拓扑4.1.2PWM变换器1）主电路简单，需要的电力电子器件少；2）开关频率高，电流容易连续，谐波少，电动机损耗及发热都较小；3）低速性能好，稳速精度高，调速范围宽；4）若与快速响应的电动机配合，则系统频带宽，动态响应快，动态抗扰能力强；5）电力电子开关器件工作在开关状态，导通损耗小，当开关频率适当时，开关损耗也不大，因而装置效率较高；6）直流电源采用不控整流时，电网功率因数比相控整流器高。5.PWM-M系统的优势第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.1功率变换器的基本拓扑4.1.3逆变器图4-9交-直-交变压变频器典型拓扑结构a）基本拓扑示意图异步电动机变频调速需要电压与频率均可调的交流电源，常用的交流可调电源是由电力电子器件构成的静止式功率变换器，一般称为变频器，又称VVVF（VariableVoltageVariableFrequency）装置。最早的VVVF装置是旋转变频机组，即由直流电动机拖动交流同步发电机，调节直流电动机的转速就能控制交流发电机输出电压和频率。自从电力电子器件获得广泛应用以后，旋转变频机组已经被静止式的电力电子变压变频器替代了。交-直-交变压变频器先将工频交流电源通过整流器变换成直流，再通过逆变器变换成可控频率和电压的交流，称作间接变频，拓扑结构如图4-9a所示。第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.1功率变换器的基本拓扑4.1.3逆变器图4-9交-直-交变压变频器典型拓扑结构b）六拍阶梯波逆变器c）PWM逆变器具体的整流和逆变电路种类很多，图4-9b中调压与调频分别在整流和逆变环节中实现，采用可控整流调压，六拍阶梯波逆变调频，开关管为SCR；图4-9c是当前应用最广的交-直-交变压变频器拓扑结构；由二极管组成不控整流器，由功率开关器件（MOSFET，IGBT等）组成脉宽调制逆变器，简称PWM变压变频器，调压和调频都由逆变器完成。第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.1功率变换器的基本拓扑4.1.3逆变器1.逆变器的分类及特点电压源型逆变器（VoltageSourceInverter-VSI），直流环节采用大电容滤波，因而直流电压波形比较平直，理想情况下相当于一个恒压源，输出交流电压是矩形波或阶梯波，简称电压型逆变器。图4-10电压源型逆变器示意图

图4-11电流源型逆变器示意图电流源型逆变器（CurrentSourceInverter-CSI），直流环节采用大电感滤波，直流电流波形比较平直，在理想情况下相当于一个恒流源，输出交流电流是矩形波或阶梯波，简称电流型逆变器。在交-直-交变压变频器中，按照中间直流环节直流电源性质的不同，逆变器可以分成电压源型和电流源型两类，两种类型的实际区别在于直流环节采用怎样的滤波器。（1）无功能量的缓冲（2）能量的回馈（3）动态响应（4）输出波形

（5）应用场合两类逆变器在主电路上虽然只是滤波环节的不同，在性能上却带来了明显的差异，主要表现如下：第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.1功率变换器的基本拓扑4.1.3逆变器1.逆变器的分类及特点第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.1功率变换器的基本拓扑4.1.3逆变器2.电压源型逆变器的换流方式图4-12三相桥式电压型逆变主电路（1）180°导通型换流方式（2）120°导通型换流方式

同一桥臂上、下两管之间互相换流的逆变器称作180°导通型逆变器。每个开关器件在一个周期内导通的区间是180°，其它各相也一样。除换流期间外，每一时刻总有3个开关器件同时导通。必须防止同一桥臂的上、下两管同时导通，否则将造成直流电源短路，谓之“直通”。为此，在换流时，必须采取“先断后通”的方法。

在不同桥臂中同一排左、右两管之间进行的。每个开关器件一个周期内连续导通120°，除换流期间外，在同一时刻有两个器件导通，如果负载电动机绕组是星形联结，则只有两相导电，另一相悬空。第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.1功率变换器的基本拓扑4.1.4交-交变频器图4-13交-交变频器的基本结构交-交变压变频器只有一个变换环节，把恒压恒频（CVCF）的交流电源直接变换成VVVF输出，因此又称直接式变压变频器。有时为了突出其变频功能，也称作周波变换器（Cycloconveter）。常用的交-交变压变频器输出的每一相都是一个由正、反两组晶闸管可控整流装置反并联的可逆线路。也就是说，每一相都相当于一套直流可逆调速系统的反并联可逆线路。交－交变频AC50Hz~ACCVCFVVVFVRVFId-Id+--+a)电路结构负载50Hz~50Hz~u0图4-14单相交-交变压变频器第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.1功率变换器的基本拓扑4.1.4交-交变频器整半周控制方式正、反两组按一定周期相互切换，在负载上就获得交变的输出电压u0

，u0的幅值决定于各组可控整流装置的控制角

，u0

的频率决定于正、反两组整流装置的切换频率。如果控制角一直不变，则输出平均电压是方波。b)方波型平均输出电压波形tu0正组通反组通正组通反组通单相交交变频电路

调制控制方式要获得正弦波输出，就必须在每一组整流装置导通期间不断改变其控制角。例如：在正向组导通的半个周期中，使控制角

由

/2（对应于平均电压u0=0）逐渐减小到0（对应于u0最大），然后再逐渐增加到

/2（u0

再变为0）。2AOw

ta=a=0

p

2a=

pBCDEFu0当

角按正弦规律变化时，半周中的平均输出电压即为图中虚线所示的正弦波。对反向组负半周的控制也是这样。第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.1功率变换器的基本拓扑4.1.4交-交变频器c）

角正弦变化波形图4-14单相交-交变压变频器单相交交变频电路第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.1功率变换器的基本拓扑4.1.4交-交变频器d）

角正弦变化输出电流波形图4-14单相交-交变压变频器单相交交变频电路第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.2功率变换器的统一数学模型4.2.1功率变换器放大系数图4-16功率变换器的输入-输出特性和Ks的测定

Uc的调节范围为0~Ucmax，对应功率变换器的输出电压Ud变化范围为0~Udmax（4-6）（4-7）UcUgUd控制器变换器第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.2功率变换器的统一数学模型4.2.2功率变换器失控时间分析图4-17功率变换器失控时间

工程上常用ts的最大值即锯齿波周期Ts或平均值Ts/2作为功率变换器的失控时间常数。PWM变换器的最大失控时间为一个开关周期Ts，平均失控时间为Ts/2。

晶闸管整流器失控时间见表4-3。第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.2功率变换器的统一数学模型4.2.3功率变换器的动态数学模型

功率变换器的统一数学模型可以近似为一阶惯性环节。（4-8）（4-9）（4-10）泰勒展开降阶第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.3功率变换器的调制技术4.3.1直流PWM调制技术a)单极性

b)双极性图4-18直流PWM调制技术原理

a)比较器

b)波形图4-19模拟PWM调制器原理图第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.3功率变换器的调制技术4.3.2交流PWM调制技术图4-20面积等效原理1.正弦波脉宽调制策略（1）正弦波脉宽调制原理以正弦波作为逆变器输出的期望波形，以频率比期望波高得多的等腰三角波作为载波（Carrierwave），并用频率和期望波相同的正弦波作为调制波（Modulationwave），当调制波与载波相交时，由它们的交点确定逆变器开关器件的通断时刻，从而获得在正弦调制波的半个周期内呈两边窄中间宽的一系列等幅不等宽的矩形波。按照波形面积相等的原则，每一个矩形波的面积与相应位置的正弦波面积相等，因而这个序列的矩形波与期望的正弦波等效。这种调制方法称作正弦波脉宽调制（Sinusoidalpulsewidthmodulation，简称SPWM），这种序列的矩形波称作SPWM波。第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.3功率变换器的调制技术4.3.2交流PWM调制技术1.正弦波脉宽调制策略（2）SPWM调制方式图4-21单相桥式PWM逆变电路a）单极式b）双极式图4-22SPWM调制方式

如果在正弦调制波的半个周期内，三角载波只在正或负的一种极性范围内变化，所得到的SPWM波也只处于一个极性的范围内，叫做单极性控制方式。

如果在正弦调制波半个周期内，三角载波在正负极性之间连续变化，则SPWM波也是在正负之间变化，叫做双极性控制方式。第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.3功率变换器的调制技术4.3.2交流PWM调制技术图4-23SPWM控制原理1.正弦波脉宽调制策略（3）SPWM调制电路图4-24规则采样法a）SPWM模拟调制电路b）SPWM软件实现原理

（4-13）（4-14）（4-15）第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.3功率变换器的调制技术4.3.2交流PWM调制技术图4-25三相桥式PWM变换器电路1.正弦波脉宽调制策略（4）三相SPWM调制波形图4-26三相桥式PWM逆变器的双极性SPWM波形第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.3功率变换器的调制技术4.3.2交流PWM调制技术2.指定谐波消除PWM调制策略图4-27SHEPWM的输出PWM波形（4-16）（4-17）

脉宽调制（PWM）的目的是使变压变频器输出的电压波形尽量接近正弦波，减少谐波，以满足交流电机的需要。要达到这一目的，除了上述采用正弦波调制三角波的方法以外，还可以采用直接计算的下图中各脉冲起始与终了相位

1，

2，…

2m的方法，以消除指定次数的谐波，构成近似正弦的PWM波形（SelectedHarmonicsEliminationPWM―SHEPWM）。第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.3功率变换器的调制技术4.3.2交流PWM调制技术3.电流滞环跟踪PWM调制策略图4-29CHBPWM调制的电流波形图4-28CHBPWM调制的A相原理图如果ia<i*a

，且

ia

=i*a-ia≥h，HBC输出正，驱动VT1导通，输出正电压，使ia增大。当ia增加到与i*a相等时

ia=0，但HBC输出仍保持正，VT1继续导通，ia继续增大；直到ia

=i*a

+h时，

ia

=–h

，滞环输出反转，HBC输出负电平，VT1关断，并经延时后驱动VT4，但此时未必能够导通，由于电动机绕组的电感作用，电流通过二极管续流，使VT4受到钳位而不能导通，逆变器输出电压为负，负电压使得电流逐渐减小，直到

ia

=h，使HBC再次反转，VT1重复导通。VT1、VD4交替工作，使电流偏差保持在-h~h范围内，在给定的正弦波上下作锯齿状变化，输出电流ia十分接近正弦波。

常用的一种电流闭环控制方法是电流滞环跟踪PWM（CurrentHysteresisBandPWM—CHBPWM）控制，A相控制原理图示于图4-28。第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.3功率变换器的调制技术4.3.2交流PWM调制技术3.电流滞环跟踪PWM调制策略图4-31三相CHBPWM逆变器线电压相电流波形图4-30三相CHBPWM逆变电路第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.3功率变换器的调制技术4.3.2交流PWM调制技术4.电压空间矢量PWM调制策略经典的SPWM控制主要着眼于使变压变频器的输出电压尽量接近正弦波，并未顾及输出电流的波形。而电流滞环跟踪控制则直接控制输出电流，使之在正弦波附近变化，这就比只要求正弦电压前进了一步。然而交流电动机需要输入三相正弦电流的最终目的是在电动机空间形成圆形旋转磁场，从而产生恒定电磁转矩。如果对准这一目标，把逆变器和交流电动机视为一体，按照跟踪圆形旋转磁场来控制逆变器的工作，其效果应该更好。这种控制方法称作“磁链跟踪控制”，磁链的轨迹是交替使用不同的电压空间矢量得到的，所以又称“电压空间矢量PWM（SVPWM，SpaceVectorPWM）控制”。第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.3功率变换器的调制技术4.3.2交流PWM调制技术4.电压空间矢量PWM调制策略（1）电压与磁链空间矢量的关系（4-18）（4-19）（4-20）（4-21）将式（4-21）代入式（4-19）得（4-22）由前面空间矢量的定义可以得或转速较高忽略阻压降当磁链幅值一定时，us的大小与ω1（供电电压频率）成正比，其方向则与磁链矢量正交，即为磁链圆的切线方向。图4-32旋转磁场与电压空间矢量的运动轨迹当磁链矢量在空间旋转一周时，电压矢量也连续地按磁链圆的切线方向运动2

弧度，其轨迹与磁链圆重合。电动机旋转磁场轨迹问题就转化为电压空间矢量的运动轨迹问题。第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.3功率变换器的调制技术4.3.2交流PWM调制技术4.电压空间矢量PWM调制策略（2）六拍阶梯波逆变器与正六边形空间旋转磁场1）电压空间矢量运动轨迹序号开关状态开关代码1VT6VT1VT21002VT1VT2VT31103VT2VT3VT40104VT3VT4VT50115VT4VT5VT60016VT5VT6VT11017VT1VT3VT51118VT2VT4VT6000图4-33100状态等效电路a)工作状态100b)工作状态110图4-34合成矢量示意图第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.3功率变换器的调制技术4.3.2交流PWM调制技术4.电压空间矢量PWM调制策略（2）六拍阶梯波逆变器与正六边形空间旋转磁场1）电压空间矢量运动轨迹图4-35六边形合成电压空间矢量第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.3功率变换器的调制技术4.3.2交流PWM调制技术4.电压空间矢量PWM调制策略（2）六拍阶梯波逆变器与正六边形空间旋转磁场2）定子磁链矢量端点的运动轨迹图4-36六拍逆变器供电时电动机电压空间矢量与磁链矢量的关系（4-23）（4-24）（4-25）（4-26）图4-37磁链矢量增量与电压矢量、时间增量的关系第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.3功率变换器的调制技术4.3.2交流PWM调制技术4.电压空间矢量PWM调制策略（3）电压空间矢量的线性组合与SVPWM调制1）电压空间矢量的扇区划分图4-38电压空间矢量的放射形式和6个扇区图4-39逼近圆形时的磁链增量轨迹2）线性组合的基本思路3）线性组合方法图4-40电压空间矢量的线性组合

（4-28）第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.3功率变换器的调制技术4.3.2交流PWM调制技术4.电压空间矢量PWM调制策略（3）电压空间矢量的线性组合与SVPWM调制4）作用时间计算代入式（4-27）得（4-28）对比式（4-27）、式（4-29）虚实部得根据表4-5知（4-29）解

t1和

t2

5）零矢量的作用

6）开关状态顺序原则每次切换开关状态时，只切换一个功率开关器件，以满足最小开关损耗；脉冲以全零矢量开始，全零矢量结束，保证脉冲得对称性，以方便数字化实现。

第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.3功率变换器的调制技术4.3.2交流PWM调制技术4.电压空间矢量PWM调制策略（3）电压空间矢量的线性组合与SVPWM调制7）插值举例

以图4-38所示扇区I为例，相应的电压空间矢量为

u1，u2，u7和

u8

，即100，110，111和000共4种开关状态。图4-41第I扇区内一段区间的开关序列与逆变器三相电压波形图4-42各个扇区的波形第4章运动控制系统的执行器—电力电子功率变换器4.3功率变换器的调制技术4.3.2交流PWM调制技术4.电压空间矢量PWM调制策略（4）SVPWM调制的特点一个工作周期分成六个扇区，每个扇区相当于常规六拍逆变器的一拍。为了使旋转磁场逼近圆形，每个扇区再分成多个小区间T0

，T0越短，旋转磁场越