南京邮电学院模拟电子技术基础第9章 功率电路及系统

第9章功率电路及系统

9—1功率放大器9—2整流器和直流稳压电源9—3功率器件9—4高精度基准电压源9—1功率放大器以提供负载足够大的功率为主要目的的放大器，称为功率放大器。从能量控制的观点来看，功率放大器和电压放大器没有本质的区别。但是，两者所要完成的任务不同。电压放大器的主要要求是使负载得到不失真的电压信号，讨论的主要指标是电压放大倍数、输入和输出电阻等，输出功率并不一定大。而功率放大器则不同，它主要要求获得一定的不失真的输出功率，通常是在大信号状态下工作，因此，功率放大器包含着一系列电压放大器中没有过的特殊问题。9—1—1功率放大器的特点及工作状态分类一、特点(1)输出功率尽可能大。晶体管常常在接近极限运用状态下工作。(2)效率要高。效率为负载所得到的有用信号功率和电源供给的直流功率的比值。一般输出电流都比较大。

(3)非线性失真要小。

放大器工作在大信号下，不可避免地会产生非线性失真，而且对同一功放管输出功率越大，则非线性失真越严重。所以输出功率和非线性失真成为一对主要矛盾。(4)晶体管的散热问题。

(5)以图解法为主要的分析方法

。

注意：因为在大信号下工作，所以小信号等效电路模型不再适用。

二、工作状态分类根据直流工作点的位置不同，放大器的工作状态可分为：甲类（A类）：Q点较高，晶体管始终导通。如图9-1(a)乙类（B类）：Q点在截止点，晶体管只有半周导通。如图9-1(b)丙类（C类）：Q点在截止点下面，晶体管只有不到半周导通（导通角小于1800）。如图9-1(c)图9—1放大器的工作状态分类(a)A类(导通角为360°);(b)B类(导通角为180°);(c)C类(导通角＜180°)图9—1放大器的工作状态分类(a)A类(导通角为360°);(b)B类(导通角为180°);(c)C类(导通角＜180°)图9—1放大器的工作状态分类(a)A类(导通角为360°);(b)B类(导通角为180°);(c)C类(导通角＜180°)A类：非线性失真小，但效率低。且ICQ≠0。B类：非线性失真大，但效率高。C类：主要用于高频功率放大器中。

9—1—2甲类(A类)功率放大器一、电路如图9-2所示，采用变压器耦合电路，充分利用管子的输出功率能力，使电流、电压的摆幅都大。（RL小→电流摆幅大，电压摆幅小；RL大，反之）

式中，n=N1/N2。若RL太小，则要求R′L＞RL，

n＞1，变压器为降压变压器；反之，若RL太大，而要求R′L＜RL,n＜1,则采用升压变压器。已知RL和最佳R′L，即可确定变压比n的值。

图9—2甲类功放电路及交、直流负载线(a)电路；(b)交、直流负载线图9—2甲类功放电路及交、直流负载线(a)电路；(b)交、直流负载线二、功率与效率的计算1.电源供出功率PE可见，PE是一个固定不变的值，与信号的有无或大小均无关。(9—3)式中UC和IC分别为集电极交流电压和电流的振幅，信号越大，UC、IC越大，输出功率也将增大。在最佳负载和工作点的情况下，最大交流振幅为(9—4)

2.负载得到的交流功率PL

设变压器效率ηT=1,则

，即此时，最大输出功率PLm为(9—5)

3.管子功耗PC

当信号为零时，PL=0，PCm=PE，电源功率全部变为管耗；而当信号增大时，部分电源直流功率转换为有用的交流功率，管耗反而下降。

4.转换能量的效率η(9—7)当信号最强，UCm=UCC,ICm=ICQ时，效率达到最高：(9—8)可见，A类放大器无信号时，效率为零，而信号最强时最大效率也只有50%。这是A类放大器的致命弱点，也是晶体管功率放大器极少采用A类放大器的原因。

9—1—3互补跟随乙类(B类)功率放大器

一、双电源互补跟随乙类功率放大器(OTL电路)OTL（OutputTransformerLess）：无输出变压器的功率放大器，也简称为互补对称功率放大器。

1.电路

如图9-3所示，其电路形式和集成运放的输出级是相同的。VD1、VD2：克服交越失真；ICO：前置级放大器有源集电极负载电流源。图中，V1、V2均工作在B类，它们轮流导通，为负载提供电流。

图9—3互补跟随乙类功率放大器(OTL电路)V1、V2均工作B类的分析：(静态时Uo=0)由第八章知识：因为；V0的集电极电流为正半周时，iB1>0→V1导通；iB2=0→V2截止。iC1流入负载→uo>0。

V0的集电极电流为负半周时，iB1=0→V1截止；iB2>0→V2导通。iC2流出负载→uo<0。

2.功率与效率的计算电路的负载线和工作点位置如图9—4所示。图9—4互补跟随乙类功放负载线及工作点(a)单管负载线；(b)双管负载线图9—4互补跟随乙类功放负载线及工作点(a)单管负载线；(b)双管负载线1)输出交流功率PL

V1、V2为半周工作，但负载电流却是完整的正弦波。令，称之为电压利用系数，那么式(9---9)可改写为(9—9)信号越大，Uo增大，电压利用率也增大。若忽略集电极饱和电压，则最大ξ=1，故最大输出功率PLm为(9—11)(9—10)2)电源提供的功率当信号为零时，工作点接近于截止点，ICQ=0，电源不提供功率；而随着信号的增大，iC1增大，电源提供的功率也将随之增大。这点与A类功放有本质的差别。

PE=UCC·(iC1的直流分量)+|UEE|·(iC2的直流分量)当信号最大时，Uom≈UCC，所以电源输出的最大功率为(9—13)(9—12)3)每管转换能量的效率η(9—14)当信号最大，ξ=1时，效率达到最高：可见，B类工作的效率远比A类的高。4)每个管子损耗PC可见，每个管子的损耗PC是输出信号振幅的函数。将PC对Uo求导，可得出最大管耗PCm。令得出，当时，每管的损耗最大：

重要结论，即PCm与最大输出功率的关系为

(9—18)式(9—18)提供了选择功率管功耗的依据。例如，负载要求的最大功率PLm=10W，那么只要选一个功耗PCm大于0.2PLm=2W的功率管就行了。

3.选择功率管为保证晶体功率管的安全和输出功率的要求，电源及输出功率管参数的选择原则如下：(1)已知PLm及RL，选UCC，则(9—19)(2)已知PLm，选择管子允许的最大功耗PCM。管子允许的最大功耗(9—20)

(3)管子的击穿电压U(BR)CEO。

当信号最大时，一管趋于饱和，而另一管趋于截止，截止管承受的最大反压为UCC+|UEE|=2UCC，所以(4)管子允许的最大电流ICM。(9—21)(9—22)

二、单电源互补跟随乙类功率放大器单电源互补跟随乙类功率放大器电路如图9—5所示。由图可见，静态时，a点电位，那么电容C的直流电位也为UCC/2，当V1导通、V2截止时，V1给负载RL提供电流；而当V1截止、V2导通时，电容C充当V2的电源，只要C足够大，在信号变化一周内，电容电压可以保持基本恒定UCC/2。

负载得到的交流电压振幅的最大值为

故，该电路负载得到的最大交流功率PLm为为保证功率放大器良好的低频响应，电容C必须满足(9—23)(9—24)式中fL为放大器所要求的下限频率。有关放大器的其它指标，请读者自行分析。

三、复合管及准互补乙类功率放大器(OCL电路)在功率放大器中，输出功率大，输出电流也大。如要求输出功率PLm=10W，负载电阻为10Ω，那么，功率管的电流峰值ICm=1.414A。若功率管的β=30，则要求基极驱动电流IBm=41.1mA。前级晶体管放大器或运算放大器，若输不出这样大的电流来驱动后级功率管，则需要引入复合管。复合管又称达林顿电路。复合管的总β值为(9—25)等效β值的增大，意味着前级供给的电流可以减少。组成复合管的原则有以下几点：(1)电流流向要一致。(2)各极电压必须保证所有管子工作在放大区，即保证e结正偏，c结反偏。(3)因为复合管的基极电流iB等于第一个管子的iB1，所以复合管的性质取决于第一个晶体管的性质。若第一个管子为PNP，则复合管也为PNP,反之为NPN。正确的复合管连接方式有四种，如图9—6所示。图9—6复合管的组成(a)等效为NPN管；(b)等效为PNP管；(c)等效为PNP管；(d)等效为NPN管图9—6复合管的组成(a)等效为NPN管；(b)等效为PNP管；(c)等效为PNP管；(d)等效为NPN管图9—6复合管的组成(a)等效为NPN管；(b)等效为PNP管；(c)等效为PNP管；(d)等效为NPN管图9—6复合管的组成(a)等效为NPN管；(b)等效为PNP管；(c)等效为PNP管；(d)等效为NPN管互补乙类功率放大器要求输出管V1(NPN)和V2(PNP)性能对称匹配。所以，用复合管构成V1和V2管时，希望输出管都用NPN管，因为NPN管的性能一般比PNP管好。用复合管组成的互补跟随乙类功放如图9—7所示，其中NPN管采用图9—6(a)电路，PNP管采用图9—6(c)电路。这样，承受大电流的管子均用大功率NPN管，此类电路称之为准互补乙类功率放大器，简称OCL电路。图中R1和R2是为了分流反向饱和电流而加的电阻，目的是提高功放的温度稳定性。图9—7准互补乙类功率放大器电路

9—1—4集成功率放大器一、集成功率放大器1.SHM1150Ⅱ型双极晶体管与MOS管混合的音频集成功率放大器集成化是功率放大器的发展必然，目前集成功率放大器大都工作在音频段。集成功率放大器的型号很多，在此仅举例说明之。图9—8(a)给出集成音频功率放大器SHM1150Ⅱ型的内部简化电路图。这是一个由双极型晶体管和VMOS组成的功率放大器，允许电源电压为±12V~±50V，电路最大输出功率可达150W，使用十分方便，其外部接线如图9—8(b)所示。

图9—8SHM1150Ⅱ型BiMOS集成功率放大器(a)内部电路；(b)外部接线图由图9—8(a)可见，输入级为带恒流源的双极型晶体管差分放大器(V1、V2)，双端输出。第二级为单端输出的差分电路(由PNP管V4、V5组成)，恒流源I2为其有源负载电流。

2.桥式功率放大器由两个功率放大器构成的桥式功放可以增大输出功率。如图9—9所示.负载(扬声器)RL跨接在A1和A2的输出端，故负载得到的交流输出功率PL为

可见，桥式功放使输出功率增大到单个功放的四倍。A1和A2的同相端都加2.5V的偏压，以保证A1、A2正常工作。(9—26)图9—9桥式集成功放LM4860及其外部电路

9—2整流器和直流稳压电源

流稳压电源是所有电子设备的重要组成部分，它的基本任务是将电力网交流电压变换为电子设备所需要的稳定的直流电源电压。直流电源的一般组成如图9—10所示。其中变压器是将电网电压(220V、50Hz)变换为所需的交流电压；整流是将变压器次级交流转换为单向脉动直流；滤波是将整流后的波纹滤除。图9—10直流稳压电源的基本框图

9—2—1整流滤波电路一、整流滤波电路利用二极管的单向导电性能可实现整流。常用的整流电路有半波整流、全波整流、桥式整流和倍压整流，如图9—11所示。

图9—11常用整流电路(a)半波整流；(b)全波整流；(c)桥式整流；(d)倍压整流

图9—11常用整流电路(a)半波整流；(b)全波整流；(c)桥式整流；(d)倍压整流

图9—11常用整流电路(a)半波整流；(b)全波整流；(c)桥式整流；(d)倍压整流

图9—11常用整流电路(a)半波整流；(b)全波整流；(c)桥式整流；(d)倍压整流图9—12常用滤波电路(a)电容滤波；(b)电感电容Γ型滤波；(c)电阻电容Π型滤波

二、整流滤波电路的工作原理及主要性能1.工作原理

如图9—13所示，全波整流的变压器有中心抽头，且要求次级两绕组十分对称，整流管V1、V2接于变压器次级两端和负载之间，采用简单电容滤波。设滤波电容电压初始值uC(0)=0,当u″i为正半周时，V1导通，V２截止，u′i给C充电。由于二极管内阻较小，充电时常数较小，uC上升快。当uC上升到等于u′i(t1)时，V1、V2均截止，电容C通过负载RL放电，uo下降。图9—13全波整流电路及电压电流波形(a)电路；(b)管子流过的电流及输入输出电压波形图9—13全波整流电路及电压电流波形(a)电路；(b)管子流过的电流及输入输出电压波形图9—13全波整流电路及电压电流波形(c)计算机仿真波形(为看清输出波纹，故意将滤波电容值取得很小，实际上要加几百~几千μF)2.主要性能1)输出直流电压Uo不接滤波电容(C=0)时:

当接入滤波电容(C≠0)，且负载RL=∞时，输出电压可充电至输入电压峰值：一般情况下(RL≠∞,C≠0)，Uo的估算值为(9—27)(9—28)(9—29)式中U′i为变压器次级单边交流电压有效值，U′im为交流振幅。根据式(9—28)，可以由Uo算出U′i，从而算出变压比2)滤波电容估算值滤波电容的选择要满足下式，即此时，波纹电压峰峰值Urpp约为(9—30)(9—31)式中：T为交流电网信号周期；IL为负载电流。3)整流管的选择(1)整流管最大允许电流

(2)整流管反向击穿电压UBR＞2U′im。

半波整流只有一个整流管，所以IM＞IL，且波纹大，所以一般用得不多。图9—14用“硅桥”实现正、负两路直流输出的全波整流电路

9—2—2串联反馈型线性稳压电源的工作原理一、电路常用稳压电路有串联反馈型稳压电路和开关型稳压电路。首先，我们介绍最常用的串联型稳压电源。串联型稳压电源的框图如图9—15所示。图中“调整环节”就是一个射极输出器。取样环节是将输出电压的变化样品取来，加到一个误差比较放大器的反相输入端，与同相输入端的基准电压相比较。

图9—15串联型稳压电源框图

二、主要参数1.主要指标1)稳压系数SS表示输出电压相对变化量与输入电压相对变化量之比，即(9—32)2)输出电阻Ro

Ro表示负载变化(IL变化)对输出电压的影响，即(9—33)一般稳压器的Ro为mΩ数量级。3)温度系数STST表示温度变化对输出电压的影响，其表达式为(9—34)

2.调整管参数(1)调整管最大允许电流ICM必须大于负载最大电流ILM。

(2)调整管最大允许功耗PCM必须大于调整管的实际最大功耗。当输入电压最大，而输出电压最小、负载电流最大时，调整管的实际功耗是最大的。(3)调整管必须工作在线性放大区，其管压降一般不能小于3~4V。

(4)如果单管基极电流不够，则采用复合管；若单管输出电流不能满足负载电流的需要，则可使用多管并联。(5)电路必须具有过热保护、过流保护等措施，以免调整管损坏。

3.电路输出电压调节(1)大波段调节依靠改变整流器变压器抽头。(2)波段内调节靠电位器RW，如图9—15所示。对于误差比较放大器，有(9—35)调节R1和R2的比例，即可调节输出电压值。

三、集成三端稳压器集成三端稳压器是集成串联型稳压电源，用途十分广泛，而且非常方便。集成三端稳压器有78××系列(输出正电压)和79××系列(输出负电压)，后面两位数表示输出电压值，如7812，即表示输出直流电压为+12V。图中，C1可以防止由于输入引线较长而带来的电感效应而产生的自激。C2用来减小由于负载电流瞬时变化而引起的高频干扰。C3为容量较大的电解电容，用来进一步减小输出脉动和低频干扰。图9—16三端集成稳压电源的典型接法(a)78××系列典型接法；(b)79××系列典型接法；(c)三端稳压器外形图图9—16三端集成稳压电源的典型接法(a)78××系列典型接法；(b)79××系列典型接法；(c)三端稳压器外形图三端稳压电源的功能可以扩展。图9—17给出几个功能扩展电路。图9—17(a)是一个扩流电路。图中V为扩流晶体管，输出总电流Io=I′o+IC。

图9—17(b)电路是一个扩大输出电压的电路，该电路输出电压。式中，IQ为稳压器静态工作电流，通常比较小；UR1是稳压器输出电压U′o。所以(9—36)图9—17(c)电路是一个输出电压可调电路。只不过在三端稳压器和可调电位器之间加了隔离运放电路。所以，输出电压表达式同式(9—36)。调节RW的中心抽头位置即可调节输出电压Uo值。图9—17三端稳压器功能的扩展(a)扩流电路；(b)扩压电路；(c)输出电压可调电路图9—17三端稳压器功能的扩展(a)扩流电路；(b)扩压电路；(c)输出电压可调电路图9—17三端稳压器功能的扩展(a)扩流电路；(b)扩压电路；(c)输出电压可调电路

9—2—3开关型稳压电源串联型反馈式稳压电源用途广泛，但存在以下两个问题：(1)调整管总工作在线性放大状态，管压降大，流过的电流也大(大于负载电流)，所以功耗很大，效率较低(一般为40%~60%)，且需要庞大的散热装置。(2)电源变压器的工作频率为50Hz，频率低而使得变压器体积大、重量重。开关稳压电源正是基于上述改革思路而发明的新型稳压电源。目前，开关稳压电源已广泛应用于计算机、电视机及其它电子设备中。开关稳压电源的电路形式很多，我们仅以下面的例子对其工作原理加以简要说明。开关稳压电源的一般框图如图9—18所示。图9—18开关稳压电源框图

电网电压不稳使输出直流电压Uo增大，经光耦合器隔离，误差放大器反相输入端电压增大，其输出减小。该电压(UC+)与UC-的三角波比较结果，会使其输出电压(UG)的占空比减小，如图9—19虚线所示，从而使VMOS导通时间减小，截止时间增加。经二次整流后取出方波的平均值(Uo)将随之减小。这就是开关电源稳压的原理。图9—20给出一个实际的开关稳压电源的电原理图。图9—19脉宽调制器的各点波形

图9—20一个实际的开关稳压电源电路图9—20中，VMOS源极电阻R9为过流采样电阻。当过流时，UR9增大，经R10送至UC3842的3端，以实现过流保护的目的。C8、VD3、R11、R12、VD2和C9构成两级吸收回路，用以吸收尖峰干扰。VD1~VD3采用快恢复的二极管FR305。VD4为输出整流管，采用D80-004型肖特基二极管，以满足高频、大电流整流的需要。该电路采用自馈绕组反馈，而不是像图9—18所示的从输出电压经光耦合反馈，一般用于固定负载的情况。

图9—21脉宽调制器UC3842框图9—3功率器件

9—3—1双极型大功率晶体管(BJT)

在低频功率放大器和串联型稳压电源中，我们都曾提到，功率管的最大工作电流必须小于该功率管的最大允许电流ICM；最大工作反压必须小于允许的击穿电压U(BR)CEO；功率管的功耗要小于允许的最大功耗PCM。这里有两个问题还需加以说明：一是散热与最大功耗的关系，二是有关二次击穿和安全工作区。

一、散热与最大功耗PCM的关系我们知道，电源供给的功率，一部分转换为负载的有用功率，另一部分则消耗在功率管的集电结，变为热能而使管芯的结温上升。如果晶体管管芯的温度超过管芯材料的最大允许结温TjM(锗管TjM约为75℃~100℃,硅管TjM约为150℃~200℃)，则晶体管将永久损坏。我们把这个界限称为晶体管的最大允许功耗PCM。描述热传导阻力大小的物理量称为热阻RT。RT的量纲为℃/W，它表示每消耗1W功率结温上升的度数。为减小散热阻力，改善散热条件，通常采用加散热器的方法。图9—22(a)给出一种铝型材散热器的示意图。加散热器后，热传导阻力等效通路如图9—22(b)所示。图中：

RTj——内热阻，表示管芯到管壳的热阻；

RTfo——管壳到空间的热交换阻力；

RTc——管壳到散热器之间的接触热阻，与管壳和散热器之间的接触状况有关；

RTf——散热器到空间的热交换阻力，与散热器的形状、材料以及面积有关。图9—22散热器和热传导阻力等效通路(a)铝型材散热器示意图；(b)热传导阻力等效通路(热阻计算)由图9—22可见，不加散热器时，总热阻RTo为

由于管壳散热面积很小，RTfo是很大的。加散热器后，由于(RTc+RTf)≤RTfo，所以，总热阻RT为显然，RT<<RTo。

功率管的最大允许功耗PCM与总热阻RT、最高允许结温TjM和环境温度To有关，其关系式为(9—37)(9—38)(9—39)

二、二次击穿现象与安全工作区功率管在实际应用中，常发现功耗并未超额，管子也不发烫，但却突然失效。这种损坏不少是由于“二次击穿”所致。所谓二次击穿现象可由图9—23(a)来说明。当集电极电压uCE增大时，首先可能出现一次击穿(图中AB段)。这种击穿是正常的雪崩击穿。二次击穿的起点与iB大小有关。通常将其起、始点连线称为二次击穿临界线，如图9—23(b)所示。图9—23功率管的二次击穿现象(a)二次击穿现象；(b)二次击穿临界线为保证功率管安全可靠地工作，除保证电流小于ICM、功耗小于PCM、工作反压小于一次击穿电压U(BR)CEO外，还应避免进入二次击穿区。所以，功率管的安全工作区如图9—24所示。图9—24双极型功率管的安全工作区

9—3—2功率MOS器件有许多适合大功率运行的MOS器件，其中突出的代表是VMOS管和双扩散MOS管。

VMOS管的结构剖面图如图9—25所示。图9—25VMOS管的结构剖面图与BJT管比较，VMOS具有许多优点：(1)输入阻抗大，所需驱动电流小，功率增益高。(2)温度稳定性好，漏极电阻为正温度系数，当器件温度上升时，电流受到限制，不可能产生热击穿，也不可能产生二次击穿。(3)没有BJT管的少子存贮问题，加之极间电容小，所以开关速度快，适合高频工作(工作频率达几百kHz甚至于几MHz)。在VMOS基础上加以改进，目前又出现了双扩散MOS管(简称DMOS)。此类管子在承受高电压、大电流，速度快等性能方面又有不少提高。

9—3—3绝缘栅—双极型功率管(IGBT)及功率模块

一、IGBT的等效电路及符号

IGBT的等效电路和符号如图9—26所示。它综合了MOS管输入阻抗大、驱动电流小和双极型管导通电阻小、高电压、大电流的优点。当MOS管栅压大于开启电压后，出现漏极电流。该电流就是双极型晶体管的基极电流，从而使BJT管导通，且趋向饱和(管压降很低，电位很大)。当MOS管栅压减小使沟道消失时，ID=0，IB=0,管子截止。

IGBT具有许多优点，但工作频率不太高，一般小于50kHz左右。图9—26绝缘栅—双极型功率管(IGBT)(a)等效电路；(b)符号

二、功率模块功率模块有许多，有达林顿电路模块、各种MOS管或BiFET组件等。图9—27(a)给出一种高速大功率CMOS器件(TC4420/29系列)，其脉冲峰值电流高达6A，开关速度高达25ns，使用十分方便，而且能带动大电容负载(CL≥1000pF)。图9—27(b)是由两块TC4420组成的桥式电路，驱动电机或陀螺正、反向转动。图9—27高速大功率CMOS器件(a)内部电路；(b)由TC4420组成的桥式功率电路目前，还出现了许多高速大功率运算放大器(PowerOperationalAmplifiers)，如OPA2544、3583等。OPA2544的最大输出电流为2A，电源电压范围±10V~±35V，压摆率为8V/μs，其封装和引脚图如图9—28所示。而OPA3583的电源电压高达±70V~±150V，输出电流为75mA，压摆率达30V/μs。OPA2544和OPA3