电力电子技术 课件 项目4 直流变换电路

电力电子技术项目4直流变换电路知识点24.1全控型电力电子器件4.2基本的直流斩波电路4.3

隔离型直流变换电路4.4直流变换电路的控制门极可关断晶闸管4.1全控型电力电子器件

门极可关断晶闸管(Gate-Turn-Off-Thyristor)简称GTO。它具有普通晶闸管的全部特性，是晶闸管的一种派生器件。同时它又具有门极正脉冲信号触发导通、门极负脉冲信号触发关断的特性，而在它的内部有电子和空穴两种载流子参与导电，所以它属于全控型双极型器件。结构和工作原理

门极可关断晶闸管GTO的结构与普通晶闸管的相同点，P1N1P2N2四层半导体结构，外部引出阳极A、阴极K和门极G。和普通晶闸管不同的是：GTO是一种多元的功率集成器件，内部包含数十个甚至数百个共阳极的小GTO元，这些GTO元的阴极和门极则在器件内部并联在一起，共用一个阳极。如图4.1所示。

GTO的工作原理与普通晶闸管一样，可以用如图4.1(d)所示的双晶体管模型来分析。

当GTO的门极加负脉冲信号(门极为负，阴极为正)时，门极出现反向电流，此反向电流将GTO的门极电流抽出，使其电流减小a1和a2也同时下降，以致无法维持正反馈，从而使GTO关断。3图4.1GTO的内部结构和电气符号(a)各单元阴极、门极间隔排列的图形(b)并联单元结构断面示意图(c)电气符号(d)双晶体管模型门极可关断晶闸管主要参数

GTO的基本参数与普通晶闸管大多相同，不同的主要参数如下。●最大可关断阳极电流

IATO由门极可靠关断为决定条件的最大阳极电流为最大可关断阳极电流。GTO必须规定一个最大可关断阳极电流，也就是GTO的额定电流。该值与管子电压上升率、工作频率、反向门极电流峰值和缓冲电路参数有关，在使用中应予以注意。●电流关断增益βoff

最大可关断阳极电流与门极负脉冲电流最大值IGM之比称为电流关断增益。关断增益这个参数是用来描述GTO关断能力的。目前大功率GTO的关断增益为3~5，一般很小，这是GTO的一个主要缺点。●掣住电流IL与普通晶闸管一样，IL是指门极加触发信号后，阳极大面积饱和导通时的临界电流。应用

GTO主要用于高电压、大功率的直流变换电路(即斩波电路)、逆变电路中，例如恒压恒频电源(CVCF)、常用的不间断电源(UPS)等。另一类GTO的典型应用是调频调压电源，此电源较多用于风机、水泵、轧机、牵引等交流变频调速系统中。4.1全控型电力电子器件4功率晶体管

功率晶体管又称电力晶体管(GiantTransistor)简称GTR，直译为巨型晶体管。是一种耐高电压、大电流的双极结型晶体管，有时候也称为PowerBJT。结构和工作原理

GTR的结构如图4.2(a)所示，由三层半导体材料构成两个PN结，有NPN和PNP型两种，本图为NPN型，其图形符号如图4.2(b)所示。4.1全控型电力电子器件

GTR的工作原理与普通的三极管基本原理是一样的，如图4.2(c)，主要通过控制基极电流来控制集电极电流。当有足够大的电流驱动信号从基极流过时，就能使管子处于完全导通的状态，当撤去这个信号时，管子自动关断。故它是具有自关断能力的全控型器件。

GTR的单管GTR的β值比小功率的晶体管小得多，通常为10左右。达林顿接法可有效增大电流增益，通常采用至少由两个晶体管按达林顿接法组成的单元结构。但饱和压降增加了，开关速度变慢。所以采用集成电路工艺将许多这种单元并联而成，提高了集成度和可靠性。5图4.2GTR的结构、电气图形符号和内部载流子的流动(a)内部结构断面示意图(b)电气图形符号(c)内部载流子的流动功率晶体管特性

GTR的主要特点是耐压高、电流大和开关特性好。特性包括静态特性和动态特性。4.1全控型电力电子器件

GTR在电路中一般是共发射极接法，这种接法的典型输出特性有三个区：截止区、放大区和饱和区，和普通晶体管一样，如图4.3所示。

动态特性包括开通过程和关断过程。●静态特性●动态特性

开通过程是延迟时间td和上升时间tr之和即为开通时间ton。延迟时间主要是由发射结势垒电容和集电结势垒电容充电产生的。增大ib的幅值并增大dib/dt，可缩短延迟时间，同时可缩短上升时间，从而加快开通过程。

关断过程是储存时间ts和下降时间tf二者之和，即关断时间toff。储存时间ts是用来除去饱和导通时储存在基区的载流子的，是关断时间的主要部分。减小导通时的饱和深度或者增大基极抽取负电流Ib2的幅值和负偏压，可缩短储存时间，从而加快关断速度，但会使集电极和发射极间的饱和导通压降Uces增加，从而增大通态损耗。6图4.3共发射极接法时GTR的输出特性功率晶体管极限参数4.1全控型电力电子器件●最高工作电压①

集电极与基极之间的反向击穿电压Ucbo

当发射极开路时，集-基极间能承受的最高电压；②

集电极与发射极之间的反向击穿电压Uceo

当基极开路时，集-射极间能承受的最高电压。●集电极最大允许电流ICM即集电极最大电流ICM(最大电流额定值)，一般将直流电流放大倍数β下降到额定值的1/2~1/3时集电极电流IC的值定为ICM。因此，通常IC的值只能到ICM值的一半左右，使用时绝不能让IC值达到ICM，否则GTR的性能将变坏。●集电极最大耗散功率PCM即GTR在最高工作温度下所允许的耗散功率，它等于集电极工作电压与集电极工作电流的乘积。这部分能量转化为热能使管温升高，在使用中要特别注意GTR的散热。●最高结温TJMTGTR的最高结温与半导体材料的性质、器件制造工艺和封装质量有关。一般情况下，塑封硅管的TJMT为125℃~150℃，金封硅管的TJMT为150℃~170℃，高可靠平面管的TJMT为175℃~200℃。7功率晶体管二次击穿现象与安全工作区4.1全控型电力电子器件●GTR的二次击穿现象GTR的一次击穿在集电极电压升高至击穿电压时，IC迅速增大，出现雪崩击穿的时候。只要IC不超过限度，GTR一般不会损坏，工作特性也不变。二次击穿在一次击穿发生时IC增大到某个临界点时会突然急剧上升，并伴随电压的陡然下降。常会导致器件的永久损坏，或者工作特性明显衰变。

●安全工作区(SafeOperatingArea--SOA)

即为保证管子正常工作，避免二次击穿现象出现，生产厂家规定安全工作区。如图4.4所示，安全工作区是由最高电压UCEM、集电极最大电流ICM、最大耗散功率PCM、二次击穿临界线PSB限定的。8图4.4GTR的安全工作区功率场效应晶体管

功率场效应晶体管(PowerMOSFieldEffectTransistor)简称P-MOSFET，又叫绝缘栅功率场效应晶体管。功率场效应晶体管是一种单极型电压控制器件，通过栅极电压来控制漏极电流。该器件不但有自关断能力，而且有驱动功率小、工作速度高、无二次击穿问题和安全工作区宽等优点。结构和工作原理

如图4.5(b)所示，P-MOSFET的种类按导电沟道可分为N沟道和P沟道。三个引脚为漏极D、源极S和栅极G。每种类型又分耗尽型和增强型两种，当栅极电压为零时漏源极之间就存在导电沟道为耗尽型；对于N(P)沟道器件，栅极电压大于(小于)零时才存在导电沟道为增强型。功率场效应晶体管主要是增强型，图4.5所示为增强型功率场效应晶体管。4.1全控型电力电子器件

栅源极间电压为零时，漏源极间加正电压，管子截止，P基区与N漂移区之间形成的PN结反偏，漏源极之间无电流流过。只有在栅源极间加正电压UGS时，功率MOSFET管才导电。

当UGS大于UT(开启电压或阈值电压)时，栅极下P区表面的电子浓度将超过空穴浓度，使P型半导体反型成N型而成为反型层，该反型层形成N沟道而使PN结消失，漏极和源极在电压作用下形成漏极电流。9图4.5P-MOSFET的结构和电气符号(a)结构(b)电气符号功率场效应晶体管特性

如图4.6(a)所示为功率MOSFET的转移特性。当ID较大时，ID与UGS的关系近似线性，曲线的斜率定义为跨导Gfs，图4.6(b)为功率MOSFET的输出特性，包括截止区、饱和区和非饱和区。4.1全控型电力电子器件

功率MOSFET内部存在寄生电容，而功率MOSFET的开关速度与寄生电容充放电有很大关系，只要降低驱动电路内阻，减小时间常数，可加快开关速度。功率MOSFET只靠多子导电，不存在少子储存效应，因而关断过程非常迅速，开关时间在10~100ns之间，工作频率可达100kHz以上，是电力电子器件中工作频率最高的。10

图4.6功率MOSFET的转移特性和输出特性(a)转移特性(b)输出特性主要参数

除前面介绍的跨导Gfs、开启电压UT还有：●漏源击穿电压UBDS该参数决定P-MOSFET的最高工作电压，是为了避免管子进入雪崩击穿区而设的极限参数。该值随温度的升高而增大。●通态电阻Ron通常规定在确定的栅极电压UGS下，功率MOSFET由可调电阻区进入饱和区时的直流电阻为通态电阻。它是影响最大输出功率的重要参数。在开关电路中，它决定了信号输出幅度和自身损耗，还直接影响器件的通态压降。器件的电压等级越高其值越大。●最大漏极电流IDM功率MOSFET电流定额参数，表征了功率MOSFET的电流容量，其大小主要受器件沟道宽度的限制。4.1全控型电力电子器件功率场效应晶体管●栅源击穿电压UBGS

栅源之间的绝缘层很薄，超过20V将导致绝缘层击穿。规定了最大栅源击穿电压UBGS极限值为20V。漏源击穿电压、漏极最大允许电流和最大耗散功率决定了功率MOSFET的安全工作区。功率MOSFET一般不存在二次击穿问题，但仍需留有一定裕量。11绝缘栅双极型晶体管

绝缘栅双极晶体管(Insulated-gateBipolarTransistor--IGBT)

是GTR和MOSFET的复合，结合二者的优点，具有很好的特性。1986年投入市场后，取代了GTR和一部分MOSFET的市场，成为中小功率电力电子设备的主导器件。结构和工作原理

IGBT是基于P-MOSFET和GTR的复合器件。相当于一个由P-MOSFET驱动的GTR，其简化等效电路如图4.7(b)所示，电气符号如图4.7(c)所示。4.1全控型电力电子器件

IGBT有三个电极，分别是集电极C、发射极E和栅极G。在应用电路中，IGBT的C接电源正极，E接电源负极。它的导通和关断由栅极电压uGE来控制。栅射间施以正向电压且大于开启电压时，P-MOSFET内形成沟道，为PNP型的晶体管提供基极电流，从而使IGBT导通。此时电导调制效应使电阻减小，结果高耐压的IGBT也具有低的通态压降。在栅射间施以负电压或不加信号时，P-MOSFET内的沟道消失，PNP晶体管的基极电流被切断，IGBT关断。12图4.7IGBT的结构、等效电路和电气符号(a)结构(b)简化等效电路(c)电气图形符号特性

IGBT的转移特性与P-MOSFET转移特性类似，如图4.8(a)所示表示IC与UGE间的关系，UGE越高，IC越大，与普通晶体管的伏安特性一样。。4.1全控型电力电子器件

IGBT的输出特性是以UGE为参考变量时的IC与UCE间的关系，如图4.8(b)所示。分为三个区域：正向阻断区、有源区和饱和区。分别与GTR的截止区、放大区和饱和区相对应。绝缘栅双极型晶体管

当UGE>UGE(th)(开启电压：一般为3~6V)时，IGBT开通，其输出电流IC与驱动电压UGE基本呈线性关系。当UGE<UGE(th)时，IGBT关断。值得注意的是，IGBT的承受反向电压能力很差，其反向阻断电压UBM只有几十伏，因此限制了它在需要承受高反压场合的应用。13图4.8IGBT的转移特性和输出特性(a)转移特性(b)输出特性主要参数●最大集射极间电压UCES该参数决定器件的最高工作电压，它由内部PNP晶体管的击穿电压确定，具有正温度系数。●最大集电极电流包括集电极连续电流IC和峰值电流ICM。为IGBT的额定电流，表征其电流容量。IC受结温的限制，ICM是为避免擎住效应的发生而规定的参数。●最大集电极功耗PCM功率为IGBT正常工作温度下允许的最大功耗。4.1全控型电力电子器件●最大栅射极电压UGES栅极电压是由栅氧化层特性所限制，为了确保长期使用的可靠性，应将栅极电压限制在20V之内。绝缘栅双极型晶体管特点●开关速度高，开关损耗小。●安全工作区比GTR大，且具有耐脉冲电流冲击能力。●通态压降比功率MOSFET低。●与功率MOSFET和GTR相比，耐压和通流能力还可以进一步提高，同时保持开关频率高的特点。●输入阻抗高，输入特性与MOSFET类似。14MOS控制晶闸管MCT4.1全控型电力电子器件其他新型全控型开关器件静电感应晶体管SIT静电感应晶闸管SITH集成门极换流晶闸管IGCT基于宽禁带半导体材料的电力电子器件15概述4.2基本的直流斩波电路

基本的直流斩波电路有降压(Buck)斩波电路、升压(Boost)斩波电路、升-降压(Buck-Boost)斩波电路、Cuk斩波电路、Sepic斩波电路和Zeta斩波电路等6种基本形式；其中前三种斩波电路最为常见。

分析直流斩波电路所作的假设条件：●忽略电路的漏电感、杂散电阻等参数；●认为电力电子器件和与之配合的二极管是理想的，即导通时压降为零、阻断时漏电流为零、开关过程瞬间完成；●滤波电路的电磁时间常数远大于电子开关的工作周期，认为负载电压在一个开关周期中为常数。直流斩波电路的基本工作原理图4.10(a)所示电路表明了直流斩波的基本工作原理，实现斩波的关键在于对斩波开关S的通断控制。控制开关器件的通断时间比就可以在输出端得到电压可调的直流电，如图4.10(b)所示。图4.10直流斩波原理图(a)原理图(b)工作波形设开关器件S的导通时间为ton，周期为T，定义斩波电路工作的占空比D=ton/T，则输出电压的平均值为：当占空比从0到1变化时，所对应的输出电压平均值从0到Ud变化，因此改变占空比D就可以实现对输出电压的调节。16概述4.2基本的直流斩波电路

基本的直流斩波电路有降压(Buck)斩波电路、升压(Boost)斩波电路、升-降压(Buck-Boost)斩波电路、Cuk斩波电路、Sepic斩波电路和Zeta斩波电路等6种基本形式；其中前三种斩波电路最为常见。

分析直流斩波电路所作的假设条件：●忽略电路的漏电感、杂散电阻等参数；●认为电力电子器件和与之配合的二极管是理想的，即导通时压降为零、阻断时漏电流为零、开关过程瞬间完成；●滤波电路的电磁时间常数远大于电子开关的工作周期，认为负载电压在一个开关周期中为常数。直流斩波电路的基本工作原理图4.10(a)所示电路表明了直流斩波的基本工作原理，实现斩波的关键在于对斩波开关S的通断控制。控制开关器件的通断时间比就可以在输出端得到电压可调的直流电，如图4.10(b)所示。设开关器件S的导通时间为ton，周期为T，定义斩波电路工作的占空比D=ton/T，则输出电压的平均值为：当占空比从0到1变化时，所对应的输出电压平均值从0到Ud变化，因此改变占空比D就可以实现对输出电压的调节。17图4.10直流斩波原理图(a)原理图(b)工作波形降压(Buck)斩波电路4.2基本的直流斩波电路

降压斩波电路也称为Buck变换器，正如名字所定义的，降压斩波电路的输出电压Uo低于输入电压Ud。降压斩波电路的典型用途是拖动直流电动机，也可带蓄电池负载，两种情况下负载中均会出现反电势，如图4.11(a)中所示的EM。当斩波器件S导通时，E向负载供电，负载电压uo=E，由于大电感L的储能作用，负载电流io按指数曲线上升，此时续流二极管VD承受反向电压不导通；而斩波器件S关断时，大电感L的储能使负载电流io经VD续流，负载电压uo近似为零，负载电流io呈指数曲线下降。为了使负载电流连续且脉动小，通常串接电感量较大的电感。电路结构工作原理当斩波器件至一个周期T结束，再驱动斩波器件S导通，重复上一周期的过程。当电路工作于稳态时，负载电流在一个周期的初值和终值相等，如图4.11(b)所示。18图4.11降压斩波电路的原理图和工作波形(a)电路原理图(b)工作波形降压(Buck)斩波电路4.2基本的直流斩波电路

在稳态情况下，电感电压波形是周期性变化的。电感电压在一个周期内对时间的积分为零，所以负载电压的平均值为。基本数量关系

式中，ton为S处于通态的时间；toff为S处于断态的时间；T＝ton+toff为开关周期；D为占空比。由于ton<T，所以Ud<E。改变通断比，就可使Ud从零到E之间连续变化，故称为降压斩波电路。降压斩波电路的输出电压平均值与输入电压之比、刚好等于斩波开关的导通时间与斩波周期之比。改变占空比D就可以控制斩波电路的输出电压和电流的平均值。并且在负载电流连续且可略去电流纹波影响时，此斩波电路有类似于变压器的规律：电压与电流成反比，其占空比D则类似变压器的匝比k。只要调节D，即可调节负载的平均电压。

负载电流平均值为。

如果L的值较小，则在S关断后至再次导通前，可能会出现负载电流衰减到零，即负载电流断续的情况。一般不希望出现电流断续的情况。19升压(Buck)斩波电路4.2基本的直流斩波电路

输出电压的平均值高于输入电压的直流变换电路称为升压斩波电路，又叫Boost电路。它可用于直流稳压电源和直流电机的再生制动。升压斩波电路的基本形式如图4.12(a)所示。图中S为全控型电力器件组成的开关，VD是快恢复二极管。在理想条件下，当电感L中的电流iL连续时，电路的工作波形如图4.12(b)所示。当斩波器件S导通时，电感电流iL增大，电感L储能增加。设S处于通态的时间为ton，此阶段电感L上积蓄的能量为：电路结构和工作原理基本数量关系当斩波器件S处于断态时，电感电流iL下降，电感L的感应电势改变极性，与电源电势E叠加，使二极管VD导通，E和L共同向电容C充电，并向负载R提供能量。设处于断态的时间为toff，则此期间电感L释放能量为：稳态时，一个周期T中电感L积蓄能量与释放能量相等，则：升压的关键原因：一是电感L储能之后具有使电压泵升的作用，二是电容C可将输出电压保持住。20图4.12升压斩波电路的原理图和工作波形(a)电路原理图(b)工作波形升降压(Buck-Boost)斩波电路4.2基本的直流斩波电路

升-降压斩波电路是由降压和升压两种基本斩波电路混合串连而成，也称为Buck-Boost电路，其原理图和工作波形如图4.13所示，它主要用于可调直流电源。其输出电压可以小于输入电压，也可以大于输入电压。且输出电压极性与输入电压的相反。稳态时，一个周期T内电感L两端电压uL对时间的积分为零，即：电路结构和工作原理基本数量关系当S处于通态期间时，uL＝E；而当S处于断态期间时，uL＝－uo。如S、VD是没有损耗的理想开关，则：当

0<D<1/2时为降压

，当1/2<D<1时为升压。当斩波开关S关断时，VD导通，电感L存储的能量向电容C和负载R释放。可见负载电压极性为上负下正，与电源电压极性相反，与前面介绍的降压斩波电路和升压斩波电路的输出情况正好相反，所以该电路又称为反极性直流变换电路。所以输出电压为：当斩波开关S处于通态时，电源E经斩波开关S向电感L供电，使其存储能量，同时，电容C维持输出电压恒定并向负载R供电。VD处于阻断状态，此时电流iL方向如图4.13(a)所示。21图4.13升-降压斩波电路的原理图和工作波形库克(Cuk)斩波电路4.2基本的直流斩波电路

库克(Cuk)斩波电路也类似于升-降压斩波电路，即输出电压的平均值既能高于输出电压，又能低于输入电压。电路形式如图4.14(a)所示,该图中L1和L2为储能电感，VD是快恢复续流二极管，电容C是传送能量的耦合电容。这种电路的特点是：输出与输入的电压极性相反，输出端电流的纹波小，输出直流电压平稳，降低了对外部滤波器的要求。电路结构和工作原理该电路的等效电路如图4.14(b)所示，相当于开关S在A、B两点之间交替切换。开关S合向B点的时，斩波开关S处于通态。由于电容C上的电压uC使二极管VD反偏而截止，直流电源E向电感L1输送能量，电感L1中的电流iL1线性增长，电感L1电流iL1的回路为：E→L1→S。与此同时，原来储存在电容C中的能量向负载和L2释放。电容C的放电回路为：R→L2→C→S。iC=i2,负载获得反极性电压。22图4.14库克斩波电路的原理图和工作波形库克(Cuk)斩波电路4.2基本的直流斩波电路

当开关S合向A点的时，斩波开关S关断，L1中的感应电动势改变方向，使二极管VD正偏而导通，L1经C、VD对C充电储能，所以其电流iL1线性减小，而对电容充电的电流iC=i1其方向与放电电流的方向相反，因此iC突变为负值。在此期间，L2向负载释放能量，其电流iL2也呈线性下降。在整个周期T＝ton+toff中，电容C从输入端向输出端传递能量，只要L1、L2和C足够大，就可保证输入、输出电流是平稳的。稳态时电容C的电流在一周期内的平均值为零。也就是其对时间的积分为零，即:基本数量关系

在图4.14(b)的等效电路中，开关S合向B点时间即S处于通态的时间ton，则电容电流和时间的乘积为I2ton。开关S合向A点的时间为S处于断态的时间toff，则电容电流和时间的乘积为I1toff。由此可得，

从而可得,

当电容C很大使电容电压uC的脉动足够小时，输出电压uo与输入电压E的关系可用以下方法求出：

当开关S合到B点时，B点电压uB=0，A点电压uA=−uC；

当S合到A点时，uB=uC，uA=0，因此，B点电压uB的平均值为：

另一方面，A点的电压平均值为：

且L2的电压平均值为零，按图中U0的极性，有：

于是可得出输出电压U0与电源电压E的关系为：23Sepic斩波电路和Zeta斩波电路4.2基本的直流斩波电路

图4.15分别给出了Sepic斩波电路和Zeta斩波电路的原理图。Sepic斩波电路的基本工作原理是：在S处于通态期间，电源E经斩波开关S向电感L1贮能，并且C1贮存的能量向L2转移。E→L1→S回路和C1→S→L2回路同时导电，L1和L2贮能。当斩波开关S关断后，E→L1→C→VD→负载(C2和R)回路及L2→VD→负载回路同时导电，此阶段E和L1既向负载供电，同时也向C1充电，C1贮存的能量在S处于通态时向L2转移。Zeta斩波电路也称双Sepic斩波电路，其基本工作原理是：在斩波器件S处于通态期间，电源E经斩波器件S向电感L1贮能。当斩波器件S关断后，L1经VD与C1构成振荡回路，其贮存的能量转移至C1，至振荡回路电流过零，L1上的能量全部转移至C1上之后，VD关断，C1经L2向负载供电。Sepic斩波电路和Zeta斩波电路的输入输出关系均为：24图4.15Sepic斩波电路和Zeta斩波电路(a)Sepic斩波电路(b)Zeta斩波电路概述4.3隔离型直流变换电路

带隔离变压器的直流变换电路是在基本的直流斩波电路中插入了隔离变压器，使电源和负载之间有电气隔离，提高变换电路运行的安全可靠性和电磁兼容性，适当的电压比还可以使电源电压与负载电压匹配。正激变换电路正激变换电路包含多种不同结构，典型的单开关正激变换电路及其工作波形如图4.16所示。正激变换电路的工作过程：斩波开关S开通后，变压器绕组W1两端的电压为上正下负，与其耦合的绕组W2两端的电压也是上正下负。因此VDl处于通态，VD2为断态，电感上的电流逐渐增长；S关断后，电感L通过VD2续流，VD1关断，L的电流逐渐下降。

隔离型直流变换电路可分为单端变换电路和双端变换电路两大类，单端变换电路的变压器磁通只在一个方向上变化，包括正激变换电路和反激变换电路；双端变换电路的变压器磁通作正、反两个方向变化，类型有半桥变换电路、全桥变换电路和推挽变换电路。25图4.16正激变换电路原理图及理想化波形

(a)电路原理图(b)理想化波形正激变换电路4.3隔离型直流变换电路斩波开关S开通后，变压器的励磁电流im由零开始，随着时间的增加而线性地增长，直到S关断。S关断后到下一次再开通的一段时间内，必须设法使励磁电流降回零，否则下一个开关周期中，励磁电流将在本周期结束时剩余值的基础上继续增加，并在以后的开关周期中依次累积起来，变得越来越大，从而导致变压器的励磁电感饱和。励磁电感饱和后，励磁电流会更加迅速地增长，最终损坏电路中的开关器件。因此在S关断后，使励磁电流降回零是非常重要的，这一过程称为变压器的磁芯复位。斩波开关S关断后，变压器励磁电流通过W3绕组和VD3流回电源，并逐渐线性的下降为零。从S关断到W3绕组的电流下降到零所需的时间为：S处于断态的时间必须大于trst，以保证S下次开通前励磁电流能够降为零，使变压器磁心可靠复位。在输出滤波电感电流连续的情况下，即S开通时电感L的电流不为零，输出电压与输入电压的比为：如果输出电感电路电流不连续，输出电压Uo将高于上式的计算值，并随负载减小而升高，在负载为零的极限情况下，输出电压与输入电压的比为：26图4.17磁芯复位过程反激变换电路4.3隔离型直流变换电路反激变换电路及其工作波形如图4.18所示。与正激变换电路不同，反激变换电路中的变压器起着储能元件的作用，可以看作是一对相互耦合的电感。如果当S开通时，绕组W2中的电流尚未下降到零，则称电路工作于电流连续模式。反激变换电路可以工作在电流断续和电流连续两种模式：当电路工作在断续模式时，输出电压高于上式的计算值，并随负载减小而升高，在负载电流为零的极限情况下，Uo→∞，这将损坏电路中的器件，因此反激变换电路不应工作于负载开路状态。开关S开通后，VD处于断态，绕组W1的电流线性增长，电感储能增加；S关断后，绕组W1的电流被切断，变压器中的磁场能量通过绕组W2和VD向输出端释放。如果S开通前，绕组W2中的电流已经下降到零，则称电路工作于电流断续模式。当工作于电流连续模式时，27图4.18反激变换电路原理图及理想化波形半桥变换电路4.3隔离型直流变换电路半桥变换电路及其工作波形如图4.19所示。S1或S2导通时电感L的电流逐渐上升，两个开关都关断时，电感L的电流逐渐下降，S1和S2断态时承受的峰值电压均为Ui。输出电感电流不连续，输出电压Uo将高于上式的计算值，并随负载减小而升高，在负载为零的极限情况下S1与S2交替导通，使变压器一次侧形成幅值为Ui/2的交流电压，改变开关的占空比，就可以改变二次侧整流电压ud的平均值，也就改变了输出电压Uo。由于电容的隔直作用，半桥变换电路对由两个开关导通时间不对称而造成的变压器一次侧电压的直流分量有自动平衡作用，因此不容易发生变压器的偏磁和直流磁饱和。滤波电感L的电流连续时，输出电压为：S1导通时，二极管VD1处于通态，S2导通时，二极管VD2处于通态，当两个开关都关断时，变压器绕组N1中的电流为零，VD1和VD2都处于通态，各分担一半的电流。28图4.19半桥变换电路原理图及理想化波形全桥变换电路4.3隔离型直流变换电路全桥变换电路及其工作波形如图4.20所示。为避免同一侧半桥中上下两开关同时导通，每个开关的占空比不能超过50%，还应留有裕量。全桥变换电路中，互为对角的两个开关同时导通，同一侧半桥上下两开关交替导通，使变压器一次侧形成幅值为Ui的交流电压，改变占空比就可以改变输出电压。当4个开关都关断时，4个二极管都处于通态，各分担一半的电感电流，电感L的电流逐渐下降，S1和S2断态时承受的峰值电压均为Ui

。如果S1、S4与S2、S3的导通时间不对称，则交流电压uT中将含有直流分量，会在变压器一次侧产生很大的直流分量，造成磁路饱和，因此全桥变换电路应注意避免电压直流分量的产生，也可在一次侧回路串联一个电容，以阻断直流电流。当S1与S4开通后，VD1和VD4处于通态，电感L的电流逐渐上升。当S2与S3开通后，VD2和VD3处于通态，电感L的电流也上升。输出电感电流不连续，输出电压Uo将高于上式的计算值，并随负载减小而升高，在负载为零的极限情况下滤波电感电流连续时，输出电压为：29图4.20全桥变换电路原理图及理想化波形推挽变换电路4.3隔离型直流变换电路推挽变换电路原理图及其工作波形如图4.21所示。推挽变换电路中两个开关S1和S2交替导通，在绕组N1和N2两端分别形成相位相反的交流电压。当两个开关都关断时，VD1和VD2都处于通态，各分担一半的电流，S1和S2断态时承受的峰值电压均为2倍Ui

。如果S1和S2同时导通，就相当于变压器一次侧绕组短路，因此应避免两个开关同时导通，每个开关各自的占空比不能超过50%，还要留有死区。S1导通时，二极管VD1处于通态，电感L的电流逐渐上升，S2导通时，二极管VD2处于通态，电感L电流也逐渐上升。输出电感电流不连续，输出电压Uo将高于上式的计算值，并随负载减小而升高，在负载为零的极限情况下滤波电感电流连续时，输出电压为：30图4.21推挽变换电路原理图及理想化波形时间比控制方式

直流变换电路中通过改变占空比D就可以实现对输出电压的调节，而占空比D的调节可以通过改变开关器件S导通时间ton或者工作周期T来实现。●定频调宽也称为脉冲宽度调制(PWM)，即保持斩波频率f(T=1/f=常数)不变，工作周期T恒定，通过改变斩波开关的导通时间(脉冲宽度)τ来改变输出电压的控制方式。●定宽调频亦称为脉冲频率调制(PFM)，即导通时间ton保持不变，仅通过改变斩波频率f来改变负载电压的控制方式。4.4直流变换电路的控制●调频调宽即同时改变斩波频率f和导通时间ton的控制方式。这时直流变换电路的输出电压平均值可以在较宽的范围内变化。直流变换电路的控制方式恒流控制方式

对于采用直流变换电路进行调速的车辆在加速时，为使其加速度恒定，需要进行恒流控制。而在进行恒流控制时，可采用瞬时值或平均值控制方法。●瞬时值控制

电流瞬时值与预先设定的直流上限值Imax和下限值Imin相比较，如果电流的瞬时值小于直流电流的下限值，控制斩波电路开通；如果电流的瞬时值大于直流电流的上限值，控制斩波电路关断，如图4.22(b)所示。

这种以电流瞬时值来实现控制的方式称为瞬时值控制，其控制原理如图4.22(a)所示。这种控制方式瞬时响应速度快，因此需要采用开关频率高的全控型器件作为开关器件。31图4.22瞬时值控制方式(a)原理框图(b)工作波形恒流控制方式4.4直流变换电路的控制直流变换电路的控制方式