模拟集成电路设计 课件 第5章 电路偏置技术

模拟集成电路第五章电路偏置技术一、引言二、基本电流镜三、有源电流镜作为负载的跨导放大器四、共源共栅电流镜五、电流源产生方法一、引言没有偏置为何偏置信号优先采用电流传输，因为在远距离偏置时，不同电路的“地”距离较远，而不同的“地”之间会存在偏差，传输电流可以避免由于这个“地”之间的偏差造成的电流镜像不准的问题晶体管工作区不确定输出静态点不可控信号容易截止或失真加入偏置确定静态漏电流确定过驱动电压确定跨导gm与增益能力图5.1.1(a)传输电压图5.1.1(b)传输电流电流源偏置电压的产生二极管连接MOS把参考电流转换为匹配的VGS电阻与MOS管PVT特性不匹配，参考支路与被偏置支路难以同步变化二极管连接管与输出管采用同类型、邻近器件，能让PVT变化相互跟踪。图5.1.2(a)电阻提供偏置图5.1.2(b)匹配MOS产生偏置一、引言二、基本电流镜三、有源电流镜作为负载的跨导放大器四、共源共栅电流镜五、电流源产生方法二、基本电流镜一个设定VGS，一个复制电流1.I1强迫M1建立对应的VGS2.M1、M2栅极相连，源极等电位（如图为：地）3.两管获得相同VGS4.尺寸比决定理想电流比图5.2.1基本电流镜结构I2=K×I15.2.1基本结构ID=1/2μnCox(W/L)(VGS-VTH)²I₂/I₁=(W/L)₂/(W/L)₁=KVOUT,min≈VDS,sat=VOV5.2.1关键公式及成立条件相同VGS只是起点，工作区与VDS同样重要必须逐项检查：•器件类型、阈值与温度条件一致•参考管和输出管都处于饱和区•输出端具备最小合规电压•版图环境与连线尽量对称已知IREF=50μA，IOUT=200μA，VOV=0.2V，μnCox=200μA/V²求电流比例、两管W/L、最小输出电压K=200/50=4W/L=2ID/(μnCoxVOV²)M1:W/L=12.5｜M2:W/L=50VOUT,min≈0.2V若VOUT仅0.1V，M2将离开饱和区，镜像关系失效课堂例题用目标电流和过驱动电压反推器件尺寸设计顺序：目标电流→VOV→W/L→输出合规电压。5.2.2失配总览加大面积主要改善随机失配；对称版图主要抑制系统失配。系统失配可定位、可通过电路与版图优化随机失配需用统计量和MonteCarlo描述系统失配•有限输出阻抗•走线压降•工艺/温度梯度与邻近效应随机失配•阈值电压ΔVTH•跨导参数Δβ•局部材料与尺寸波动复制误差来自两类机制：系统失配与随机失配沟道长度调制让“恒流”曲线出现斜率系统失配①图5.2.2有限输出阻抗引起的电流镜失配本质：输出电压通过有限ro反向调制输出电流。•VDS1与VDS2不同，即使VGS相同，输出电流仍会偏离参考值•沟道更长通常使λ更小，I-V曲线更平•高输出阻抗意味着负载变化对电流影响更小ID≈ID0(1+λVDS)rds≈1/(λID0)≈(1+λVDS)/(λID)≈1/(λID)，式中假定λVDS<<1图5.2.2有限输出阻抗引起的电流镜失配课堂例题改善：匹配VDS、提高输出阻抗，或使用共源共栅结构。IOUT/IREF=(1+λVDS2)/(1+λVDS1)=1.12/1.08≈1.037由漏源电压不同造成3.7%的误差VDS相差0.4V，电流误差已达到3.7%条件：IREF=100μA，VDS1=0.8V，VDS2=1.2V，λ=0.1V-1计算电流误差毫伏级源极压差，也能转化为百分比电流误差系统失配②•大电流、长金属和窄金属会增加IR压降•公共源极线上的压差尤其危险•版图应采用等长、等宽、等过孔的对称连接图5.2.3走线压降引起的电流镜失配版图要求：不要让大电流先后流经不同单位管的公共金属。ΔI≈−gmΔVwireΔI/I≈2ΔVGS/VOVVOV=200mV、ΔVGS=2mV→误差约2%图5.2.3走线压降引起的电流镜失配原理图相同，不代表硅片上的器件处境相同系统与随机失配系统梯度要靠几何对称抵消，不能只靠增大面积。物理实现中的非理想因素：•横向工艺与温度梯度•STI应力、阱边界和邻近效应•金属密度、CMP和不同器件方向匹配方法：同方向、单位化、共质心、交叉排列、dummy和等长布线。图5.2.4跨导参数失配引起的电流镜失配共质心+交叉单位阵列器件面积越大，局部随机波动的平均效果越强随机失配•面积增大：随机失配下降，但寄生与面积增加•VOV增大：阈值失配影响减弱，但消耗更多电压裕量•MonteCarlo回答“分布有多宽”，PVT角回答“整体漂到哪里”低VOV有利于低压与高gm/ID，却会放大阈值失配的影响。σ(ΔVTH)=AVT/√(WL)σ(Δβ)/β=Aβ/√(WL)(σΔI/I)²≈[2σ(ΔVTH)/VOV]²+[σ(Δβ)/β]²把工艺失配系数换算成电流镜的统计精度教材例5.1教材计算结果：电流镜输入与输出电流相对变化标准差约为3%。√(WL)=√2μmσ(ΔVTH)≈2.8mVσ(Δβ)/β≈1.2%σ(ΔI/I)≈√[(2.8%)²+(1.2%)²]≈3%面积加倍后，标准差缩小到原来的1/√2某CMOS工艺下阈值电压失配系数AVT=4mv·um,跨导参数失配系数Aβ=1.7%um。试求电流镜输入与输出电流相对变化的标准差,其中两个晶体管尺寸均为,W/L=10um/200nm,gm/ID=10s/A。一、引言二、基本电流镜三、有源电流镜作为负载的跨导放大器四、共源共栅电流镜五、电流源产生方法问题引入•只取全差分一端：两路信号没有合成，增益损失一半•片上电阻负载：高增益需要大电阻，面积与摆幅受限•电流镜负载：提供高阻抗，并把两路增量电流合成到单端输出结构价值：电流镜不是简单替换电阻，而是同时完成负载与信号合成。Av=−GmRout电阻负载面积和压降限制明显有源电流镜负载高阻+差分转单端电流镜同时解决“高阻负载”和“差分转单端”图4.3.1电阻作为负载的全差分放大器五个晶体管分成三个功能区5.3电路结构•M1、M2：NMOS差分输入对•M3、M4：PMOS电流镜有源负载•ISS：尾电流源•OUT：单端高阻输出节点图5.3.1有源电流镜作为负载的跨导放大器识图重点：输出节点同时连接M2与M4的漏极。图5.3.1有源电流镜作为负载的跨导放大器静态时电流平分；差模输入时尾电流向一侧转移5.3.1大信号直觉VIN1=VIN2、ID1=ID2=ISS/2，输出处于静态工作点。VIN1上升、VIN2下降：ID1与镜像电流增大，ID2减小，输出节点获得净充电电流。大差模输入：一管接近承担全部尾电流，差分对不再线性。先确定电流方向，再判断输出是充电还是放电。平衡两侧各承担ISS/2电流转移差分电压转成支路电流差非线性大输入下单边导通图5.3.1有源电流镜作为负载的跨导放大器输入共模范围与输出摆幅都由“保持饱和”决定5.3.1电压裕量输入共模范围：下限保证输入管导通与尾源饱和；上限保证输入管仍在饱和区。输出范围：下限由NMOS输入管和尾源决定；上限由PMOS有源负载决定。分析方法：从输出节点向上、向下逐管检查饱和条件。VCM,min≈VGS1+VDS,sat,ISSVCM,max≈VDD−|VGS3|+VTHnVOUT,min≈VDS,sat2+VDS,sat,ISSVOUT,max≈VDD−|VDS,sat4|图5.3.1有源电流镜作为负载的跨导放大器镜像使两侧小信号电流在输出端相加5.3.1等效跨导•左支路增量约为+gm·vid/2•右支路增量约为−gm·vid/2•电流镜把左支路变化复制到输出端•两部分净变化在输出节点叠加易错点：整体等效跨导约为gm，而不是gm/2。iout≈gm·vidGm=iout/vid≈gm图5.3.2有源电流镜作为负载的跨导放大器的等效跨导分析电流镜让差分对等效为一个“反相器式”共源级•纯差模下，差分对源极近似交流虚地•M1的小信号电流经M3、M4转移到输出端•输出节点同时承受上拉与下拉的增量变化•先用等效图建立直觉，再用完整模型考虑ro与体效应两路差分电流在单端输出节点被完整合成。另一种理解图5.3.3更直观的等效跨导分析增益来自跨导与高阻输出节点的乘积5.3.1Rout与Av输出节点主要看到M2与M4的输出电阻并联。完整模型还会受到镜像参考管、尾电流源和体效应影响。提高gm或ro可以增大增益，但会带来功耗、面积、寄生与裕量代价。Rout≈rds2∥rds4Av≈gm1(rds2∥rds4)gm=1mS，ro,n=200kΩ，ro,p=150kΩRout≈85.7kΩ，|Av|≈85.7V/V≈38.7dB图5.3.4输出阻抗分析5.3.2共模抑制比•两个输入同时升高时，输入管电流倾向同时增加•有限尾源输出阻抗允许总电流发生变化•单端负载的不完全对称把变化转换成输出•高阻尾源、器件匹配和对称版图均可提高CMRR理想尾源输出阻抗无穷大且两侧完全匹配时，共模增益趋近于零。CMRR=|Ad/Acm|KCMRR，sys=gm3(1+2gm1RSS)(rds2//rds4)尾电流源输出阻抗有限，使共模输入“漏”到输出(a)共模电路、(b)共模等效电路图5.3.5共模增益分析CMRRdB=20log10|Ad/Acm|有源负载的电流误差，也会折算为输入端电压误差5.3.3输入失调电压随机失调：输入对ΔVTH、Δβ，电流镜负载支路失配。系统失调：两侧VDS不相等、输出静态点偏离VDD/2、版图与温度不对称。有源负载提高增益和集成度，也把电流镜失配带入输入失调。VOS,mirror≈ΔImirror/gm,inVOS,sys≈ΔVOUT/Av0随机失调统计分析/MonteCarlo系统失调电路与版图定位原因ΔI=2μA，gm=1mS→VOS≈2mV增大输入对管尺寸，失调标准差由925.6μV降至504μV教材仿真案例5.1输入管尺寸由2μm/180nm增加至10μm/500nm。MonteCarlo分布明显变窄，但输入电容、面积和速度会受到影响。图5.3.6～5.3.8输入失调电压仿真结果面积改善随机失调，但不能自动消除系统失调。σ：925.6μV→504μV图5.3.6输入失调电压仿真电路及结果一、引言二、基本电流镜三、有源电流镜作为负载的跨导放大器四、共源共栅电流镜五、电流源产生方法共栅管把输出电压变化挡在镜像管之外5.4.1基本结构•输出电压变化主要落在上方共栅管上•下方镜像管的VDS被局部反馈稳定•沟道长度调制受到抑制•输出阻抗相对基本镜提高约gmro倍核心不是简单“串两只管”，而是利用共栅级的阻抗变换与局部反馈。Rout≈gm3·rds3·rds2≈gmro²图5.4.2共源共栅电流镜5.4.1性能折中源极负反馈或共源共栅都能提高输出阻抗，但必须给堆叠晶体管预留饱和电压。低电源电压下，裕量可能成为首要限制。共源共栅以输出摆幅、器件数和内部极点为代价换取高Rout。Rout≈rds2(1+gm2RS)VOUT,min=VDS,sat2+IOUTRS传统共源共栅：VOUT,min≈2VDS,sat+VTH输出阻抗提高了，但可用输出摆幅缩小了5.4.1源极负反馈提高输出阻抗把内部节点“压到刚好饱和”，释放输出摆幅5.4.2低压结构低压共源共栅通过精确设置VB，使内部节点刚好满足饱和条件，避免额外的阈值电压裕量。“宽摆幅”表示相对传统结构更省裕量，并不表示输出能到达电源轨。VOUT,min=2VDS,satVTH+2VDS,sat≤VB≤2VTH+VDS,sat图5.4.4低压共源共栅电流镜电阻法简单，复制支路法更利于PVT跟踪5.4.2VB产生串联电阻：VB=IREFRD+VGS；结构直观且不增加额外电流支路，但电阻与MOS的PVT特性不一致。额外电流支路：利用尺寸比产生所需VGS/VOV；更适合集成，但增加功耗、匹配与体效应问题。VB的上下限必须在所有PVT条件下同时满足。选择标准：PVT鲁棒性+电压裕量+功耗+面积串联电阻简单、可调；面积与PVT误差较大额外支路跟踪性较好；功耗与复杂度增加图5.4.5串联电阻图5.4.6额外支路一、引言二、基本电流镜三、有源电流镜作为负载的跨导放大器四、共源共栅电流镜五、电流源产生方法与电源电压无关的电流源5.5.1恒定跨导电流源•尺寸比K产生ΔVGS•ΔVGS落在电阻RS上并确定电流•负反馈使晶体管跨导主要由RS和K决定•电路同时存在期望工作点P与零电流简并点O负反馈把放大器等效跨导锁定到由R和尺寸比决定的值，且与VDD无关。自偏置环路确定非零工作点，但必须处理零电流解。GmRS=√2(1−1/√K)图5.5.1恒定跨导电流源图5.5.4电流源传输特性曲线电流镜强制两支路电流关联不同尺寸MOS产生ΔVGS电阻把电压差变成电流零电流状态与启动电路5.5.1启动电路•

上电初期必须能打破零电流状态•正常启动后启动支路应自动退出•启动支路不能明显扰动稳态精度启动电路上电时把环路推出零电流点，正常后必须自动退出。图5.5.6含启动电路的恒定跨导电流源图5.5.4电流源传输特性曲线错误稳定点--所有支路电流为0启动支路注入微小电流正常稳定点--建立目标偏置电流电源电压影响的对比教材