模拟集成电路设计 课件 第9章 高性能运算放大器

第九章高性能运算放大器一、引言二、阻抗提升技术三、带宽拓展技术四、失调消除技术五、轨到轨放大器9.1引言阻抗带宽失调输入输出摆幅阻抗提升技术带宽拓展技术失调消除技术轨到轨放大器第

8

章介绍了运算放大器的基本设计思路,并对单级、

两级放大器的设计方法进行了讨论。针对放大器在阻抗、

带宽、

失调、

输入输出摆幅等指标有进一步优化需求的应用场景,

本章将介绍高性能运算放大器的结构和设计方法。9.2阻抗提升技术对于一个单级放大器,其增益其中Gm

为等效跨导,Zout

为输出阻抗。因此,可以通过提高放大器的输出阻抗来提高增益。提升阻抗的常见思路包括共栅极阻抗变换技术使用负电导抵消正电导使用辅助放大器本节重点介绍后两种阻抗提升技术9.2.1交叉耦合阻抗提升技术二极管连接晶体管晶体管交叉耦合连接若两个晶体管完全相同，则输出阻抗为9.2.1交叉耦合阻抗提升技术M3

、M4

为二极管连接的负载,M6

、M7

将两侧的电流复制后耦合到另一侧,因此半电路的等效差分负载阻抗为共模半电路的等效负载阻抗为若取,则在差模信号看来负载为高阻,而在共模信号看来负载为低阻,因此无需共模反馈且能达到较高的增益。但是必须严格控制RDM表达式的分母大于0,否则负电导大于正电导,放大器将表现出正反馈特性。9.2.2增益自举技术增益自举放大器在

M2

的栅极和源极间加入辅助放大器,通过引入负反馈环路提高了输出阻抗,从而使得增益提高。共源共栅结构可以提高放大器的输出阻抗和增益,为了进一步提高增益,

可以选择再叠加一个共栅晶体管,但输出电压摆幅将被减小。

为了在实现更高增益的同时不影响电压摆幅,

可以考虑采用增益自举

(gain

boosting)

技术9.2.2增益自举技术1.直流特性分析输出阻抗为直流增益为相较于共源共栅放大器,增益自举放大器的输出阻抗提升到原来的（1+Aadd）倍9.2.2增益自举技术2.频率特性分析蓝色曲线为未加入辅助运放的初始运放的幅频曲线,其直流增益为Aorig,dc,主极点的频率为ω3,单位增益带宽为ω5

绿色曲线为辅助运放的幅频曲线,其直流增益为Aadd,dc,主极点的频率为ω2,单位增益带宽为ω4;红色曲线为总运放(加入辅助运放后)的幅频曲线,其直流增益为Atot,dc,主极点的频率为ω1,单位增益带宽为ω5右图为电路归一化阻抗的幅频响应示意图9.2.2增益自举技术2.频率特性分析(1)带宽对于辅助运放的限制绿色曲线

Zorig

为初始运放输出阻抗的幅频曲线蓝色曲线Zload

为负载电容的幅频响应曲线黄色曲线

Zout

为总运放

(加入辅助运放后)

的输出阻抗红色曲线为总运放的考虑负载后的输出阻抗为保证总运放的-3dB带宽高于ω1，

要求ω2>ω1。考虑到增益提升及单位增益带宽的特性,该条件等价于ω4>ω39.2.2增益自举技术2.频率特性分析(2)稳定性对于辅助运放的限制从稳定性角度考虑,需要对于辅助运放的单位增益带宽ω4作出限制。在辅助运放和M2组成的负反馈环路中,存在两个极点,其中主极点由辅助运放输出节点决定,次主极点由M2的源极决定（ω6），为保证该环路的稳定性,要求次主极点的频率高于辅助运放的单位增益带宽，即ω4<ω6。9.2.2增益自举技术2.频率特性分析(3)建立速度对于辅助运放的限制结论：ztot

在

ω4附近存在一对频率很接近的零极点对总阻抗主极点频率为次主极点频率为零点位置为9.2.2增益自举技术2.频率特性分析(3)建立速度对于辅助运放的限制将采用增益自举技术的运放接成单位增益负反馈的形式,

反馈系数为

1当输入存在幅度为Vstep

的阶跃信号时,其线性建立阶段的时域表达式为为尽可能加快建立速度,要求ω4>ω5,以减小第二个指数项对于建立速度的影响。同时考虑负反馈环路的稳定性，要求9.3带宽拓展技术在高速应用场景下,运算放大器的带宽是重要的技术指标。考虑到运放的单位增益带宽与Gm成正比,最直接的方法是提高电路等效跨导来提高带宽。此外,可以考虑优化电路的零极点位置来扩展带宽。9.3.1跨导提升技术该电路存在等效跨导与输出阻抗折中的问题，通过增加电流或者增大电流镜复制比例

K

可以提高跨导,但是这会导致输出支路

(M6及

M8)的输出阻抗降低。M3

及

M4

为负载,分别将两路小信号电流复制至

M5

及

M6

管在输出节点根据

KCL,可以得到M1

及

M2

为输入差分对电路的等效跨导为9.3.1跨导提升技术在该结构中,输入差分对的偏置电流保持不变,M9及

M10

管对直流电流进行分流,减小输出级的静态电流。同时,

由于采用固定偏置,

M9及M10

对小信号电流无作用,等效跨导保持不变。9.3.2零极点优化技术1.中和电容技术在差分电路中,可以采用中和电容技术,消除输入寄生电容的影响由于A一般较大当C1=Cgd时,可以消除密勒效应的影响;若C1继续增大,理论上可以使Cin=0。但是,若C1过大,会出现“过中和”现象,导致电路形成正反馈,工作状态可能不稳定。以晶体管M1为例（不考虑M2寄生电容），假设增益为-A，M1的输入寄生电容为9.3.2零极点优化技术2.容性源极退化技术可见传递函数中存在两个极点和一个零点，其中包括一个低频极点ωp1=1/RLCL，一个高频极点ωp2=(1+gmRS/2)/RSCS和一个左半平面零点sz=-1/RSCS。如果使ωz<ωp1，则增益会在ωz及之后的一段频率范围内得到提升。9.3.2零极点优化技术3.Cherry-Hopper结构在X

节点,

M2

的

Cgd

受到密勒效应的影响,在该节点引入频率较低的极点。

此外,在Y节点,

M2的输出阻抗较大,会导致输出节点的对应极点频率较低。9.3.2零极点优化技术3.Cherry-Hopper结构流经

RF

的小信号电流

(即为

M1

产生的小信号电流)

与

M2产生的小信号电流相同求得为扩展带宽,可以采用Cherry-Hopper放大器。第一级为跨导放大器(输入输出阻抗均很大),将输入电压转化为电流;第二级为跨阻放大器,通过加入负反馈电阻RF

将M2的输入、输出阻抗降低,将电流再次转化为输出电压。9.3.2零极点优化技术3.Cherry-Hopper结构输入电流流经RF

后全部流入M2,因此输入阻抗为流经RF的电流为0，vX=v2,M2等效为二极管连接,因此输出阻抗为加入负反馈电路后,第二级的输入输出阻抗均较小,从而改善了电路的带宽。9.4失调消除技术运放受到随机失配以及系统失配的影响,会产生输入失调电压。其中,工艺偏差造成的晶体管阈值电压和跨导参数失配会产生随机失调,电路结构及物理实现过程中的不对称会造成系统性失调。对于高增益放大器而言,失调电压会使其动态范围严重减小甚至使放大器无法正常工作。下面介绍三种运算放大器中常用的失调消除技术。9.4.1动态失调消除技术一种直接的失调消除方法是测量出失调造成的影响,然后在放大器输出端抵消,即输出端失调消除技术。在自动归零(auto-zero)阶段,放大器输入端短路,折算到输出端的失调电压AVOS被保存在电容CO上。在放大阶段,放大器正常工作,失调电压被CO上的电压抵消。使用失调消除技术,可以在完全不知道失调电压具体值的情况下消除其影响。9.4.1动态失调消除技术输出端失调消除简单直接,但在失调较大以至于输出饱和的情况下无法工作。此外,CO影响了电路的输出阻抗,降低了电路的驱动能力。为克服上述问题,可以考虑在输入端消除失调影响。在自动归零阶段,放大器接成单位增益反馈模式,其增益为在放大阶段,失调电压被保存在电容CIN上的电压ACLVOS抵消,因此等效的失调电压减小到原来的1/(A+1)。由于在CIN上保存失调电压本质上是一个采样过程,CIN上会残留采样噪声。该噪声表现得像一个随机变化的失调电压,在每次采样后都不一致,会恶化放大器的信噪比。缓解该问题的方法是使用较大的CIN(采样噪声功率与CIN成反比),但这会带来速度下降、功耗上升等问题。9.4.2斩波技术动态失调消除技术需要在两个阶段间切换,如果需要实现连续工作则需要至少两路放大器同时工作。此外,

电容阻隔了低频成分,使放大器的带宽无法扩展到低频段。解决这些问题的方法是使用斩波

(chopping)

技术9.4.2斩波技术斩波放大器的工作同样分为两个阶段φ1与φ2,区别在于φ1阶段与φ2阶段输入输出端口的极性变换,相当于φ2阶段内放大器的失调电压为-Vos。9.4.2斩波技术9.4.2斩波技术调制的效果是将Vos

从直流搬运到了更高的频率。除Vos

外,斩波放大器的闪烁噪声也一起被搬移。

可见只要令

f0

大于信号带宽,并且在输出处添加一个低通滤波器即可消除失调和闪烁噪声的影响。斩波放大器设计时需要考虑f0与放大器增益带宽积的关系对放大器性能的影响,同时斩波器的非理想效应(时钟馈通、电荷注入、不对称等)会降低失调抑制的效果。9.4.3相关双采样C1,C2

上的电荷分别为从输出端向C1转移的电荷为C2

两端的电压变为稳定后的输出电压为由于在φ1阶段C1、C2都对Vos采样且Vos在φ2阶段相抵消,这种失调消除技术称为相关双采样(correlateddoublesampling,CDS)。C3（虚线连接）不参与电路动作，其作用是在φ1和φ2的非交叠时间内为放大器提供负反馈，避免输出端开路。9.5轨到轨放大器为保证晶体管处于饱和区,放大器的输入输出电压范围会受到限制。在一些特殊的应用场景下,例如用于输入缓冲器的放大器,要求电路具有轨到轨(rail-to-rail)的输入、输出范围(即0~VDD,以获得最大的系统信噪比。下面讨论轨到轨输入级和轨到轨输出级的设计。9.5.1轨到轨输入级1.互补差分对并联的输入级M1~M2为NMOS差分对M3~M4为PMOS差分对M7~M10为NMOS共源共栅电流镜M11~M14为PMOS共源共栅电流源9.5.1轨到轨输入级1.互补差分对并联的输入级电路的等效跨导为9.5.1轨到轨输入级1.互补差分对并联的输入级对于NMOS差分对而言,在较高的共模电压区域内表现出恒定的跨导;对于PMOS差分对而言,在较低的共模电压区域内表现出恒定的跨导。因此,电路的总跨导在靠近

VDD/2

的区域内恒定且最高,在两侧区域逐渐减小。互补差分对输入级可以实现轨到轨的工作,但是电路等效跨导随共模输入电压的变化而出现很大的变化,这会导致电路在工作过程中呈现出非线性,同时使补偿变得困难。9.5.1轨到轨输入级2.基于三倍电流镜的恒定跨导输入级互补差分对的等效跨导当其中一个差分对受到共模电压影响而完全关闭时，电路跨导减半。例如共模电压为VDD,PMOS差分对关断,总跨导为如果此时将

NMOS

差分对的偏置电流变为

4

倍,

则可以保证总跨导不变9.5.1轨到轨输入级2.基于三倍电流镜的恒定跨导输入级当vIN,CM<VRP时，可以简单地认为偏置电流IB完全流经M3及M4，此时电路总跨导由PMOS差分对和NMOS差分对共同提供，大小为当vIN,CM>VRP时，可以简单地认为偏置电流IB完全流经M5及M8，此时电路总跨导仅由NMOS差分对提供，大小为，保持了跨导恒定9.5.2轨到轨输出级运放输出级的作用是驱动负载,需要有尽可能强的驱动能力以及尽可能大的摆幅。A

类输出级,采用恒定电流偏置,驱动能力较差且上、下拉能力不对称。AB类输出级,其输入电压经过浮动电压源后分别驱动M3

及M4，静态电流较小,但是驱动能力很强且上、下拉能力对称。

当输入电压出现向下阶跃时,M4

导通程度减弱、M3导通程度增强,

可以向负载注入很大的电流;

当输入电压出现向上阶跃时,

M4

导通程度增强、M3

导通程度减弱,可以从负载抽取很大的电流。9.5.2轨到轨输出级M1~M6为轨到轨输入级,M7~M10为PMOS共源共栅电流镜M11~M14为NMOS共源共栅电流镜M15

~M24为AB类输出级采用AB类输出级的两级放大器9.5.2轨到轨输出级M15、M7、M19、M20构成的环路被称作跨导线性环(translinearloop)，该电路的作用是根据尺寸比例设置电路的静态电流。假设M21及M22尺寸相同,取M16

的尺寸为α2(W/L)21,设流经M16

的静态电流为β2I2,那么M13

的偏置电流为1.大信号分析(1)共源共栅支路的静态电流分析M7的偏置电流为考虑到M7及M13所在支路电流相等9.5.2轨到轨输出级1.大信号分析