【《基于螺旋型单元的波导结构概述》5300字】

基于螺旋型单元的波导结构概述目录TOC\o"1-3"\h\u3776基于螺旋型单元的波导结构概述 1322321.1波导结构及传输特性 1200671.2辐射特性 638531.3波导低频阻带分析 8212341.4场束缚能力分析 111.1波导结构及传输特性 传统的传输线无法直接激发SSPP模式，为了设计性能更好的SSPP波导并与传统传输线匹配，需要设计转换结构用于模式转换和波矢量匹配，将传统传输线的导波模高效的转换成SSPP模式。本次设计使用具有开放接地平面的微带线将其传输的准TEM模式转换为SSPP模式，并且通过周期性结构的螺旋臂长度的逐渐变化来实现波矢量的动态匹配。所构建的人工表面等离激元波导的顶层和底层设计分解图如图3-3所示，可以看到该SSPP波导整体上由三部分组成：微带馈线（第一部分）、具有渐变地面和渐变区域的过渡段单元结构（第二部分）和SSPP模式传输的周期性结构（第三部分）。第三部分的周期性结构是以图3-1结构为单元，螺旋枝节长度SL=11.5mm。 为了能够在微波波段工作，部分I中的导体带宽度Tw和微带线的长度l1分别为1.5mm和10.0mm，相应的接地平面宽度W为56.5mm。在这种情况下，微带线的特征阻抗为50欧姆，可以直接通过常用的SMA（Subminiature-A）连接器端接。图3-3基于矩形螺旋单元的SSPP波导结构（a）波导顶层和底层设计（b）SSPP波导实物第二部分是长度为l2=40.0mm的渐变过渡区域，实现微带线传输的准TEM模式转换为SSPP模式，它由具有7个渐变螺旋单元的导体带和具有弧形开口的接地平面组成。周期单位的螺旋臂长度从1.8mm逐渐增加到11.5mm。而接地平面的弧线由指数函数控制，其中系数α能够调节弧的曲率，h和t分别表示渐变地面的宽度和长度。为了适配SSPP传输线结构的不对称性，经过仿真软件的优化后，上弧线的优化参数为(α,h1,t1)=(2.5,22.0mm,40.0mm)，下弧线的优化参数为(α,h2,t2)=(9.0,25.0mm,45.0mm)。通过这种方式，实现了模式转换以及两种模式的动量和阻抗匹配。SSPP传输区域（第III部分）包含18个均匀的螺旋周期单元，其结构参数如图3-1所示，该区域的总长度为l3=90.0mm。因此波导的总长度和宽度分别为190.0mm和56.5mm。通过化学蚀刻方法制成的波导原型如图3-3（b）所示。图3-4所提出波导的仿真和实物测试所得端口传输特性将矢量网络AV3629D用于测试所提出SSPP波导的传输特性，仿真和测量对比结果如图3-4所示。从仿真结果可以看出，在1.79–5.54GHz范围内S21大于-3dB，并且S11值小于-10dB。而测量结果与模拟结果基本一致，这表明波导高效实现了模式转换以及两种模式的动量和阻抗匹配，具有良好的传输特性。同时可以看到高频端的截止频率与周期单元的渐近频率基本一致，说明通过调控单元结构的色散特性能够实现对基于SSPP的波导的通带调整。但可以看到实测与仿真结果仍然存在一些差异，这与实物制作的耗材、加工方式和测试工具有关。在加工上采用化学腐蚀法对F4BM进行蚀刻，但其蚀刻精度在0.5mm左右，相较于仿真模型所设置的螺旋线宽度Sw容易出现较大制作误差，因此波导实物的较难达到高精度。其次由于金属容易在表面生成氧化薄膜，导致溶液对基板金属腐蚀不够，而且在制作过程中，并且可能因为人为操作因素容易出现过腐蚀现象。在焊接SMA接头时，焊锡的不平整会引入电抗成分，连接部位的不完美，影响端口匹配，也会增加一定的辐射损耗，导致测试波导时候出现阻抗不匹配。通带内的S21参数波动较大，特别是在截止频率附近。从测试角度看到,原因是蚀刻方法的加工精度不高,和测试会受到外部因素的影响,由于没有屏蔽设备。实质上,正如色散特性分析,在靠近渐近频率,由于同时存在正负斜率,表明可有前向波与后向波同时存在,由此引起了传输特性的波动。除了上述的实物加工制作和测试所可能带来的误差外，还存在计算机软件设置与实际测量环境差异的关系。在使用CSTStudioSuite对SSPP波导仿真时，需要使用波端口对（Ⅰ）区域的微带线进行激励，而由于在使用矩形形状的波端口对微带线馈电的时候，（Ⅱ）区域底面的开放接地平面所产生的朝向波端口的辐射能量被其所吸收，而实测环境属于开放式空间，SSPP波导采用SMA接头馈电，（Ⅱ）区域在进行模式转换时所带来的辐射能量并不会影响实测结果，因此实测与仿真的趋势相同但有所偏差。同时，从图图3-4中可以看到SSPP波导的回波损耗S11在1.79–5.54GHz的通带内存在着多个回波反射峰值，产生这样反射峰主要是由于传输线网路产生的弱共振所影响，一方面是由（Ⅲ）区域的SSPP传输线的单元结构所组成的网络产生，另一方面就是由于（Ⅱ）区域的过渡段结构的渐变单元结构组成的网络和其与介质基板另一面的渐变地面所组成的串联谐振电路所产生的弱共振所造成的。同时还可以看到随着频率的增加，回波反射峰的峰值间距越来越小，有着明显的相位积累现象，即慢波效应。这也反应了SSPP波导其显著的慢波特性，从图3-2就可以看到，当螺旋长度SL=11.5mm时候，大约在频率大于4GHz时，其色散曲线就开始明显的偏离光锥线，其慢波特性也更加强烈。图3-5所示为波导的S11相位，明显能观察到在4GHz后的通带相位突变想象明显。 同时可以看到S11相位的原点为零点，这符合右手传输线的特性。但SSPP波导的的S11回波反射峰的变化并没有呈现较为明显的规律，对于LC网络纯右手传输线来说（文献），当传输线网络由N个单元构成时，其回损将会呈现N-1个回波反射峰值，将N-1个峰值从1到N-1进行编号，峰值频率总相移。因为传输线的相位存在不连续性，回波反射峰的峰值会随着频率增加而变大。由于螺旋型SSPP波导的等效的传输网络的较为复杂，因为并没有体现出相应的规律性。图3-5SSPP波导的S11相位实际上在图3-4也可以看到，SSPP波导在高频端的阻带上的S11参数存在较大波动，其原因是虽然SSPP波导的横向尺寸不大，但通过螺旋结构延伸等效宽度，从而易于激发出高阶模传输。对于高频截止频率5.54GHz而言，将介质基板的影响考虑进去的话，其1/4波长的长度应该是在10.7mm左右，而这刚好对应矩形螺旋单元前4段螺旋臂的总长度10.5mm，但实际设计的单元结构包括了第5段螺旋臂，因此高频阻带范围内必定存在高阶模。实际上如图3-2所示的周期结构的色散曲线，螺旋臂的最后两个部分S4和S5并未显着降低渐近频率。结构设计所表现出来的负群速或高阶模更多的是由S4和S5段引起的。为了对这个问题进行验证，图3-6给出了三段、四段和完整螺旋结构的SSPP波导的传输特性仿真结构。与完整螺旋结构的波导对比，可以看到含四段螺旋臂时波导传输曲线又稍稍偏移，而只含三段螺旋臂时传输曲线上的波导基本消失，这进一步说明负群速引起通带高偏移的波动和阻带内高阶模的原因。可以看出说明在增加S4或S5段螺旋臂的单元结构色散曲线在波矢量较大时呈负斜率，可以认为这是由于S4段与中心导体条反向耦合，导致S4和S5段不能起到类似H型单元槽深加深的作用，但S4和S5段能够增强了SSPP模约束效应。图3-6不同螺旋长度的SSPP波导的传输特性1.2辐射特性对于传统的微波传输线来说，影响其传输衰减的主要是导体和介质所带来的传输损耗，以及传输过程的辐射损耗ADDINEN.CITE<EndNote><Cite><Author>Denlinger</Author><Year>1980</Year><RecNum>87</RecNum><DisplayText><styleface="superscript">[69]</style></DisplayText><record><rec-number>87</rec-number><foreign-keys><keyapp="EN"db-id="tvrtredv2vff54esva9xxvrvdept52d2d2x2"timestamp="1621450177">87</key></foreign-keys><ref-typename="JournalArticle">17</ref-type><contributors><authors><author>Denlinger,EdgarJ</author></authors></contributors><titles><title>Lossesofmicrostriplines</title><secondary-title>IEEETransactionsonMicrowaveTheoryTechniques</secondary-title></titles><periodical><full-title>IEEETransactionsonmicrowavetheorytechniques</full-title></periodical><pages>513-522</pages><volume>28</volume><number>6</number><dates><year>1980</year></dates><isbn>0018-9480</isbn><urls></urls></record></Cite></EndNote>[69]。矩形螺旋SSPP波导通带内所传输为表面波模式，由于少了像传统传输线接地面的束缚，因此其能减少在介质基板中的电磁场分布，从而减少介质损耗，从图3-4可以看到尽管通带中的S21不接近零，但与传统的传输线ADDINEN.CITE<EndNote><Cite><Author>Xu</Author><Year>2011</Year><RecNum>89</RecNum><DisplayText><styleface="superscript">[70,71]</style></DisplayText><record><rec-number>89</rec-number><foreign-keys><keyapp="EN"db-id="tvrtredv2vff54esva9xxvrvdept52d2d2x2"timestamp="1621450348">89</key></foreign-keys><ref-typename="JournalArticle">17</ref-type><contributors><authors><author>Xu,Y</author><author>Nerguizian,C</author><author>Bosisio,RG</author></authors></contributors><titles><title>WidebandplanarGoubaulineintegratedcircuitcomponentsatmillimetrewaves</title><secondary-title>IETmicrowaves,antennaspropagation</secondary-title></titles><periodical><full-title>IETMicrowaves,AntennasPropagation</full-title></periodical><pages>882-885</pages><volume>5</volume><number>8</number><dates><year>2011</year></dates><isbn>1751-8733</isbn><urls></urls></record></Cite><Cite><Author>Zhang</Author><Year>2016</Year><RecNum>88</RecNum><record><rec-number>88</rec-number><foreign-keys><keyapp="EN"db-id="tvrtredv2vff54esva9xxvrvdept52d2d2x2"timestamp="1621450312">88</key></foreign-keys><ref-typename="JournalArticle">17</ref-type><contributors><authors><author>Zhang,HaoChi</author><author>Zhang,Qian</author><author>Liu,JunFeng</author><author>Tang,Wenxuan</author><author>Fan,Yifeng</author><author>Cui,TieJun</author></authors></contributors><titles><title>Smaller-lossplanarSPPtransmissionlinethanconventionalmicrostripinmicrowavefrequencies</title><secondary-title>Scientificreports</secondary-title></titles><periodical><full-title>Scientificreports</full-title></periodical><pages>1-10</pages><volume>6</volume><number>1</number><dates><year>2016</year></dates><isbn>2045-2322</isbn><urls></urls></record></Cite></EndNote>[70,71]相比，它已经得到了较大的改善，并且随着频率的升高，其传输损耗进一步减小。这是因为SSPP波导的电磁场束缚能力更强，能将电磁场局域在导体周围传输，其周围介质中的能量分布更少，从而减小损耗。以往的研究都会简单的将SSPP波导的辐射损耗忽略不计，但可以看到通带内始终存在一定的插损，这正有可能是辐射损耗所引起的，下面就对其分成两部分进行分析。图3-7为当频率为2GHz时，波导区域（Ⅱ）转换结构的电场矢量图，这种渐变地面类似Vicaldi槽结构，因此对于基于此种设计的器件，都会产生一定的辐射，图中所示黑色箭头为辐射能量方向，目前主要的研究都将其看成SSPP传输辐射的主要原因。图3-7区域（Ⅱ）的电场矢量图（f=2GHz） 但值得注意的是波导所传输的表面波也可能产生辐射，图3-7所示为2GHz时SSPP波导表面电流的分布情况。先看区域（Ⅲ）SSPP传输线单元结构的电流分布，可以看到相邻螺旋单元的电流元方向相反，因此对螺旋单元结构的每个都可以在附近找到相反的辐射源抵消辐射。但可以注意到区域（Ⅱ）转换匹配段的螺旋结构的无法找到相应的反辐射源，因此这也是转换区域产生辐射损耗的部分原因。再看沿x轴方向的中间金属条带的电流分布，电流源在半波长界限内距离能够抵消辐射的另一个电流源较远，因此将看成电磁波传输时的基本辐射单元，将模型看成行波长导线天线，因此基于行波天线相关推导可以得到归一化辐射方向的关系式： （3-1）式子中为归一化辐射方向性函数，为自由空间中波矢，为所传输波的波矢，表示区域（Ⅲ）的SSPP传输线长度，为空间方向角。图3-8SSPP波导表面电流分布图（f=2GHz）由于SSPP所传输为慢波，即，因此式子（3-1）分母并不存在零点，但存在某些方向角使得式中分子为零，即SSPP传输线存在辐射，为相应的辐射角。文献（）通过实测对上述推导的理论、SSPP仿真和实验的辐射方向图进行对比，经过比对证明了三种方式得到的方向图中的辐射零极点的数量和波瓣角度基本一致。因此可以说明SSPP传输线在传输表面波的时候同时存在一定量的辐射。由前面分析知道随着频率的升高，螺旋单元结构的色散曲线会越来越偏离光锥线，即慢波特性更强，波的传播常数变大，沿着中间导体的电流元分布更加密集，从而所产生的抵消效果更加明显，因此传输线的辐射损耗降低。 对矩形螺旋SSPP波导的传输特性进行总结，由于单元结构在低频时色散曲线更接近光锥线，SSPP模式的束缚特性较弱，表现为非局域性的Sommerfeld-ZenneckWaves，并且因为区域（Ⅱ）渐变接地面和渐变螺旋单元结构和区域（Ⅲ）中间导体条的辐射损耗，因而传输效率较低。随着频率增高，传输波的慢波特性更强，电磁波能够被牢牢束缚在金属表面，因此上述的辐射损耗和周围介质的传输损耗降低，传输线的传输效率得到提高。1.3波导低频阻带分析从图3-4也可以看到SSPP波导在小于1.79GHz的低频段的传输性能会下降，甚至S参数值会出现反转。这是由于低频时SSPP模式的束缚效应减弱，换句话说，低频时候SSPP周期单元的色散曲线更接近光锥线，SSPP波导的传输特性更像传统微波传输线，但是由于缺少接地层，因此不能有效地引导电磁波的传输。然后可以明显的观察在1.3GHz频段附近出现一个阻带，分析可能是由于过渡段的枝节与介质基板背面的渐变地面所形成串联谐振网络所造成的。因此对SSPP波导的（Ⅱ）区域的第一个渐变单元进行扫参验证，单元长度sh1从1.2mm以0.2mm为步进变化到1.8mm，所得到的仿真结果如图3-9所示，可以清楚的看到虽然渐变单元的长度发生变化，甚至与基本背面的接地面在y轴方向上不存在间隙，但1.3GHz的阻带点未发生变化，阻带带宽也没有发生改变，仅有通带上的回波反射峰的峰值发生变化，因此可以验证过渡段单元枝节与接地面的弱共振并不是产生阻带的原因。图3-9渐变单元扫参的传输特性情况为了更确切的分析低频阻带产生的原因，对低频SSPP波导在1.3GHz的电场分布情况进行仿真，结果如图3-10所示，可以看到电场主要分布在（Ⅱ）区域的前三个渐变单元与介质基板背面的上半渐变接地面之间和中间导带与介质基板背面的下半渐变接地面之间，更多的是分布在第二种情况。由前面分析可知，渐变结构并不是产生阻带的原因。为了判断阻带是否与质基板背面的下半渐变接地面有关，对下半渐变接地面进行扫参验证，渐变系数a2从6到9进行以1为步进变化，仿真结果如图3-11所示，可以明显的看到SSPP波导的阻带中心频点发生的了偏移，证明传输阻带的产生与介质基板背面的下半渐变接地面有关。图3-10SSPP波导电场分布情况（f=1.3GHz）图3-11下半渐变接地面渐变系数a2扫参验证情况由于在设计时为了双导体的微带线转变为单导体的SSPP传输线，因此需要采用渐变的接地面实现上述转换，本次设计直接将微带线接地面的过渡段衔接部分的上下渐变地拆开，两个接地面在刚开始渐变时候就存在间隙Tw，并未在介质基