第6章--振幅调制和解调及混频---高等教育出版社

1、1,第六章 振幅调制、 解调及混频,6.1 振幅调制 6.2 调幅信号的解调 6.3 混频 6.4 混频器的干扰,2,2,图11 音频无线通信系统的基本组成,3,第一节 振幅调制,主要要求：,掌握普通调幅波、双边带调幅波和单边带调幅波 的表达式、波形特点、频谱图和频带宽度及功率的计算,掌握线性频谱搬移电路的构成要素和频谱特点,信号+电路,4,(1) 调制：用调制信号去控制载波信号的某一个参量的过程。,定义：,信号,载波信号：（等幅）高频振荡信号,正弦波,方波,三角波,锯齿波,调制信号：需要传输的信号（原始信号）,语言,图像,密码,已调信号（已调波）：经过调制后的高频信号（射频信号）,(2)解调

2、：调制的逆过程，即从已调波中恢复原调制信号的过程。,5,(7)振幅调制分三种方式：,（5）相位调制：调制信号控制载波相位，使已调波的相位随调制信号线变化。,（ 6）解调方式：,（4）频率调制：调制信号控制载波频率，使已调波的频率随调 制信号线性变化。,（3）振幅调制：由调制信号去控制载波振幅，使已调信号的振 幅 随调制信号线性变化。,6,第一节 振幅调制,一、振幅调制信号分析 1. 调幅波的分析 1) 表示式及波形 设载波电压为,调制电压为,（61）,（62）,6个表达式： 信号 一项、两项、三项 双边、单边,7,通常满足c。根据振幅调制信号的定义,已调信号的振幅随调制信号u线性变化,由此可得

3、振幅调制信号振幅Um（t）为 Um(t)=UC+UC（t）=UC+kaUcost =UC(1+mcost) （63） 式中,UC（t）与调制电压u成正比,其振幅UC=kaU与载波振幅之比称为调幅度（调制度）,(64),8,式中,ka为比例系数,一般由调制电路确定,故又称为调制灵敏度。由此可得调幅信号的表达式 uAM(t)=UM(t)cosct=UC(1+mcost)cosct （65） =UC cosct + mUC cost cosct 上面的分析是在单一正弦信号作为调制信号的情况下进行的,而一般传送的信号并非为单一频率的信号,例如是一连续频谱信号f（t）,这时,可用下式来描述调幅波:,（6

4、6 ）,9,式中,f（t）是均值为零的归一化调制信号, |f（t）|max=1。若将调制信号分解为,(67),则调幅波表示式为,10,(a)调制信号波形,(b)载波信号波形,波形：,(c)m1时调幅波波形,uAM(t)=UM(t)cosct=UC(1+mcost)cosct,11,uAM(t)=UM(t)cosct=UC(1+mcost)cosct,12,图61 AM调制过程中的信号波形,uAM(t)=UM(t)cosct=UC(1+mcost)cosct,13,图62 实际调制信号的调幅波形,14,2) 调幅波的频谱 由图61（c）可知,调幅波不是一个简单的正弦波形。在单一频率的正弦信号的调

5、制情况下,调幅波如式（65）所描述。将式（65）用三角公式展开,可得,(68),15,图64 单音调制时已调波的频谱 （a）调制信号频谱（b）载波信号频谱 （c）AM信号频谱,16,图65 语音信号及已调信号频谱 （a）语音频谱（b）已调信号频谱,17,3）调幅波的功率 在负载电阻RL上消耗的载波功率为,(69),(610),在负载电阻RL上,一个载波周期内调幅波消耗的功率为,18,由此可见,P是调制信号的函数,是随时间变化的。上、下边频的平均功率均为,(611),(612),AM信号的平均功率,边频,由上式可以看出,AM波的平均功率为载波功率与两个边带功率之和。而两个边频功率与载波功率的比

6、值为,边频功率,载波功率,(613),19,同时可以得到调幅波的最大功率和最小功率,它们分别对应调制信号的最大值和最小值为,(614),20,同时可以得到调幅波的最大功率和最小功率,它们分别对应调制信号的最大值和最小值为,(614),21,2. 双边带信号 在调制过程中,将载波抑制就形成了抑制载波双边带信号,简称双边带信号。它可用载波与调制信号相乘得到,其表示式为,在单一正弦信号u=Ucost调制时,（616）,（615）,22,图66 DSB信号波形,23,3. 单边带信号 单边带（SSB）信号是由DSB信号经边带滤波器滤除一个边带或在调制过程中,直接将一个边带抵消而成。单频调制时,uDSB

7、（t）=kuuC。当取上边带时,（617）,（618）,取下边带时,24,图67 单音调制的SSB信号波形,25,图68 单边带调制时的频谱搬移,26,二、 振幅调制电路 1.AM调制电路 AM信号的产生可以采用高电平调制和低电平调制两种方式完成。目前,AM信号大都用于无线电广播,因此多采用高电平调制方式。,27,图63 AM信号的产生原理图,调制电路框图,uAM(t)=UM(t)cosct=UC(1+mcost)cosct,28,三种信号都有一个调制信号和载波的乘积项，所以振幅调制 电路的实现是以乘法器为核心的频谱线性搬移电路。,具体的说调制可分为,高电平调制：功放和调制同时进行，主要用于A

8、M信号。,低电平调制：先调制后功放，主要用于DSB、SSB以及FM信号。,1)高电平调制 高电平调制主要用于AM调制,这种调制是在高频功率放大器中进行的。通常分为基极调幅、集电极调幅以及集电极基极(或发射极)组合调幅。,29,图612 集电极调幅电路 (过压区),30,图613 集电极调幅的波形,31,图614 基极调幅电路 (欠压区),32,图615 基极调幅的波形,33,2) 低电平调制 (1)二极管电路。用单二极管电路和平衡二极管电路作为调制电路,都可以完成AM信号的产生,图616(a)为单二极管调制电路。当UCU时,由式(538)可知,流过二极管的电流iD为,(629),34,图616

9、 单二极管调制电路及频谱,35,(2) 利用模拟乘法器产生普通调幅波。,(630),若将uC加至uA,u加到uB,则有,(631),36,式中,m=U/Ee,x=UCVT。若集电极滤波回路的中心频率为fc,带宽为2F,谐振阻抗为RL,则经滤波后的输出电压,(632),37,图617 差分对AM调制器的输出波形,38,图618 利用模拟乘法器产生AM信号,39,2. DSB调制电路 1)二极管调制电路 单二极管电路只能产生AM信号,不能产生DSB信号。二极管平衡电路和二极管环形电路可以产生DSB信号。,(633),40,iL中包含F分量和(2n+1)fcF(n=0,1,2,)分量,若输出滤波器的

10、中心频率为fc,带宽为2F,谐振阻抗为RL,则输出电压为,(634),41,图619 二极管平衡调制电路,42,图620 二极管平衡调制器波形,43,图621 平衡调制器的一种实际线路,44,为进一步减少组合分量,可采用双平衡调制器(环形调制器)。在第5章已得到双平衡调制器输出电流的表达式(549),在u1=u,u2=uC的情况下,该式可表示为,(635),(636),经滤波后,有,45,图622 双平衡调制器电路及波形,46,调制电压反向加于两桥的另一对角线上。如果忽略晶体管输入阻抗的影响,则图中ua(t)为,因晶体管交流电流iC=ieie=ue(t)/Re,所以输出电压为,(637),(6

11、38),47,图623 双桥构成的环形调制器,48,2) 差分对调制器 在单差分电路(图57)中,将载波电压uC加到线性通道,即uB=uC,调制信号u加到非线性通道,即uA=u,则双端输出电流io(t)为,(639),式中,I0=Ee/Re,m=UC/Ee,x=U/VT。经滤波后的输 出电压uo(t)为,(640),49,图624 差分对DSB调制器的波形,50,双差分对电路的差动输出电流为,(641),(642),若U、UC均很小,上式可近似为,51,图625 双差分调制器实际线路,52,3. SSB调制电路 SSB信号是将双边带信号滤除一个边带形成的。根据滤除方法的不同,SSB信号产生方法

12、有好几种,主要有滤波法和移相法两种。 1) 滤波法 图626是采用滤波法产生SSB的发射机框图。,53,图626 滤波法产生SSB信号的框图,54,图627 理想边带滤波器的衰减特性,55,2) 移相法 移相法是利用移相网络,对载波和调制信号进行适当的相移,以便在相加过程中将其中的一个边带抵消而获得SSB信号。,56,由三角公式：,利用上三角公式的实现电路如下图所示：,57,图628 移相法SSB信号调制器,58,移相法的优点是省去了边带滤波器,但要把无用边带完全抑制掉,必须满足下列两个条件: (1)两个调制器输出的振幅应完全相同 (2)移相网络必须对载频及调制信号均保证精确的2相移。,59,

13、图629 移相法的另一种SSB调制器,可提高移相网络的精确,60,第二节 调幅信号的解调,一、 调幅解调的方法 振幅解调方法可分为包络检波和同步检波两大类。包络检波是指解调器输出电压与输入已调波的包络成正比的检波方法。由于AM信号的包络与调制信号成线性关系,因此包络检波只适用于AM波。其原理框图如图630所示。,61,图630 包络检波的原理框图,62,图631 同步解调器的框图,63,同步检波又可以分为乘积型(图632(a)和叠加型(图632(b)两类。它们都需要用恢复的载波信号ur进行解调。,图632 同步检波器,64,二、 二极管峰值包络检波器 1原理电路及工作原理 图633(a)是二极

14、管峰值包络检波器的原理电路。它是由输入回路、二极管VD和RC低通滤波器组成。,式中,c为输入信号的载频,在超外差接收机中则 为中频I为调制频率。在理想情况下,RC网络的阻 抗Z应为,65,图633 二极管峰值包络检波器 (a)原理电路 (b)二极管导通 (c)二极管截止,66,图634 加入等幅波时检波器的工作过程,67,从这个过程可以得出下列几点: (1)检波过程就是信号源通过二极管给电容充电与电容对电阻R放电的交替重复过程。 (2)由于RC时常数远大于输入电压载波周期,放电慢,使得二极管负极永远处于正的较高的电位(因为输出电压接近于高频正弦波的峰值,即UoUm)。 (3)二极管电流iD包含

15、平均分量(此种情况为直流分量)Iav及高频分量。,68,图635 检波器稳态时的电流电压波形,69,图636 输入为AM信号时检波器的输出波形图,70,图637 输入为AM信号时,检波器二极管的电压及电流波形,71,图638 包络检波器的输出电路,72,2性能分析 1) 传输系数Kd 检波器传输系数Kd或称为检波系数、检波效率,是用来描述检波器对输入已调信号的解调能力或效率的一个物理量。若输入载波电压振幅为Um,输出直流电压为Uo,则Kd定义为,(643a),(643b),对于AM波，定义为：,包络振幅,73,由于输入大信号,检波器工作在大信号状态,二极管的伏安特性可用折线近似。在考虑输入为等

16、幅波,采用理想的高频滤波,并以通过原点的折线表示二极管特性(忽略二极管的导通电压VP),则由图635有:,(644),(645),式中,uD=ui-uo,gD=1/rD,为电流导通角,74,若设输入信号,如果以右图所示的折线表示二极管的伏安特征曲线（注意在大信号输入情况下是允许的），则有：,有：,低频调制分量：,其中：,直流分量 ：,75,式中,0()、1()为电流分解系数。,iD是周期性余弦脉冲,其平均分量I0和基频分量I1为,(646),(647),(648),由式(643(a)和图635可得,76,由此可见,检波系数Kd是检波器电流iD的通角的函数,求出后,就可得Kd。 由式(646)U

17、o=I0R,有,(649),等式两边各除以cos,可得,(650),当gDR很大时,如gDR50时,tan-3/3, 代入式(6-50),有,(651),77,图639 KdgDR关系曲线图,图640 滤波电路对Kd的影响,78,2) 输入电阻Ri 检波器的输入阻抗包括输入电阻Ri及输入电容Ci,如图641所示。输入电阻是输入载波电压的振幅Um与检波器电流的基频分量振幅I1之比值,即,(652),输入电阻是前级的负载,它直接并入输入回路,影响 着回路的有效Q值及回路阻抗。由式(647),有,(653),79,图641 检波器的输入阻抗,80,当gDR50时,很小,sin-3/6, cos1-2

18、/2,代入上式,可得,81,3检波器的失真 1)惰性失真 在二极管截止期间,电容C两端电压下降的速度取决于RC的时间常数。 RC取值过大，将会出现二极管截止期间电容C对R放电速度太慢，这样检波器的输出电压就不能跟随包络线性变化，于是产生了惰性失真。,图642 惰性失真的波形,82,为了避免产生惰性失真,必须在任何一个高频周期内,使电容C通过R放电的速度大于或等于包络的下降速度,即,(655),如果输入信号为单音调制的AM波,在t1时刻其包络 的变化速度为,(656),83,二极管停止导通的瞬间,电容两端电压uC近似为输入电压包络值,即uC=Um(1+mcost)。从t1时刻开始通过R放电的速度

19、为,将式(656)和式(657)代入式(655),可得,84,实际上,不同的t1,U(t)和Cu的下降速度不同,为避免产生惰性失真,必须保证A值最大时,仍有Amax1。故令dadt1=0,得,代入式(658),得出不失真条件如下:,(659),(660),(661),85,2) 底部切削失真 底部切削失真又称为负峰切削失真。产生这种失真后,输出电压的波形如图643(c)所示。这种失真是因检波器的交直流负载不同引起的。 因为Cg较大,在音频一周内,其两端的直流电压基本不变,其大小约为载波振幅值UC,可以把它看作一直流电源。它在电阻R和Rg上产生分压。在电阻R上的压降为,(662),86,图643

20、 底部切削失真,87,调幅波的最小幅度为UC(1-m),由图643可以看出,要避免底部切削失真,应满足,(663),(664),88,图644 减小底部切削失真的电路,89,4实际电路及元件选择,图645 检波器的实际电路,90,根据上面诸问题的分析,检波器设计及元件参数选择的原则如下: (1)回路有载QL值要大, (2) 为载波周期 (3) (4) (5),91,5. 二极管并联检波器 除上面讨论的串联检波器外,峰值包络检波器还有并联检波器、推挽检波器、倍压检波器、视频检波器等。这里讨论并联检波器。,92,图646 并联检波器及波形 (a)原理电路 (b)波形 (c)实际电路,93,根据能量

21、守恒原理,实际加到并联型检波器中的高频功率,一部分消耗在R上,一部分转换为输出平均功率,即,当UavUC时(UC为载波振幅)有,(665),94,6小信号检波器 小信号检波是指输入信号振幅在几毫伏至几十毫伏范围内的检波。这时,二极管的伏安特性可用二次幂级数近似,即 一般小信号检波时Kd很小,可以忽略平均电压负反馈效应,认为,(666),(667),将它代入上式,可求得iD的平均分量和高频基波分量振幅为,95,若用Iav=Iav-a0表示在输入电压作用下产生的平均电流增量,则,(668),相应的Kd和Ri为,(669),(670),96,若输入信号为单音调制的AM波,因c,可用包络函数U(t)代

22、替以上各式中的Um,(671),97,图647 小信号检波,98,三、 同步检波 1乘积型 设输入信号为DSB信号,即us=Uscostcosct,本地恢复载波ur=Urcos(rt+),这两个信号相乘,(672),经低通滤波器的输出,且考虑r-c=c在低通 滤波器频带内,有,(673),99,由上式可以看出,当恢复载波与发射载波同频同相时,即r=c,=0,则 uo=Uocost (674) 无失真地将调制信号恢复出来。若恢复载波与发射载频有一定的频差,即r=c+c uo=Uocosctcost (675) 引起振幅失真。若有一定的相差,则 uo=Uocoscost (676),100,图64

23、8 几种乘积型解调器实际线路,101,2. 叠加型 叠加型同步检波是将DSB或SSB信号插入恢复载波,使之成为或近似为AM信号,再利用包络检波器将调制信号恢复出来。对DSB信号而言,只要加入的恢复载波电压在数值上满足一定的关系,就可得到一个不失真的AM波。图649就是一叠加型同步检波器原理电路。 设单频调制的单边带信号(上边带)为 us=Uscos(c+)t=Uscostcosct-Ussintsinct,102,恢复载波 ur=Urcosrt=Urcosct us+ur=(Uscost+Ur)cosct-Ussintsinct =Um(t)cosct+(t) (677) 式中,(678),(

24、679),103,(680),式中,m=Us/Ur。当mUs时,上式可近似为,(681),(682),104,图649 叠加型同步检波器原理电路,105,图650 平衡同步检波电路,减少非线性失真,106,采用图650所示的同步检波电路,可以减小解调器输出电压的非线性失真。它由两个检波器构成平衡电路,上检波器输出如式(682),下检波器的输出 uo2=KdUr(1-mcost) (683) 则总的输出 uo=uo1-uo2=2KdUrmcost (684),107,第三节 混频,一、 混频概述 1混频器的功能 混频器是频谱线性搬移电路,是一个六端网络。它有两个输入电压,输入信号us和本地振荡信

25、号uL,其工作频率分别为fc和fL输出信号为uI,称为中频信号,其频率是fc和fL的差频或和频,称为中频fI,fI=fLfc(同时也可采用谐波的差频或和频)。,108,图651 混频器的功能示意图,经过混频器，信号的包络并没有发生变化，只是频率变成了中频。因此，混频过程也是一个线性频谱搬移,109,混频的几种形式 用fI、 fC、 fL称分别表示中频、输入信号频率（高频）和本机振荡频率，则 若取和频：则 fI=fLfc 若取差频：则 ，fI=fLfc 或 ，fI=fCfL 常用的中频有：465KHz(455KHz)调幅收音机， 10.7MHz调频收音机，70MHz或140MHz微波接收机、卫星

26、接收机等 实际的混频器分为两大类： A、混频：由单独的振荡器提供本振信号，而混频器为六端（三口）网络 B、变频：本机振荡与混频由同一非线性电路完成，此时表现为四端（双口）网络。 在实际应用时，通常将两词混用，不加以区分,110,混频与调幅、幅度解调的区别 混频也是一种频率变换电路，在频率域中起加法器或减法器作用，它与调幅、幅度解调均属频谱的线性搬移，但由于搬移的位置不同，其功能也就不同；如图6-52所示。 这三种电路都是六端网络，两个输入、一个输出，可用同样形式的电路完成不同的搬移功能。 另外，由于它们的输入输出信号不同，因而其输入输出回路也就不同。,111,图652 三种频谱线性搬移功能 (

27、a)调制(b)解调(c)混频,112,2混频器的工作原理 设输入到 (1) 时域分析：设混频器中的输入已调信号us和本振电压uL分别为 us=Uscostcosct uL=ULcosLt 这两个信号的乘积为,(685),(686),则中频电压为：,fI=fLfc,113,图653 混频器的组成框图,因此，混频电路可用乘法器或非线性电路完成，框图如图6-53所示。,114,(2) 频域分析：由信号分析知识可知，时域信号相乘，对应其频域信号的卷积。 本振为单一频率信号，其频谱为 FL()=(-L)+(+L) 输入信号为己调波，其频谱为Fs()，则,不管输入信号是AM、DSB还是SSB信号，经过相乘

28、后，只是频谱位置改变，而频谱结构并没有变化，可用带通滤波器取出所需要的中频信号。图6-54给出了输入信号、本振信号和输出信号的频谱关系。,115,图654 混频过程中的频谱变换 (a)本振频谱 (b)信号频谱 (c)输出频谱,116,3混频器的主要性能指标 1) 变频增益 变频电压增益定义为变频器中频输出电压振幅UI与高频输入信号电压振幅Us之比,即,(688),同样可定义变频功率增益为输出中频信号功率PI 与输入高频信号功率Ps之比,即,117,2) 噪声系数 混频器的噪声系数NF定义为,通常用分贝数表示变频增益,有,(689),(690),(691),输入信噪比(信号频率),输出信噪比(中

29、频频率),(692),118,3) 失真与干扰 变频器的失真有频率失真和非线性失真。除此之外,还会产生各种非线性干扰,如组合频率、交叉调制和互相调制、阻塞和倒易混频等干扰。所以,对混频器不仅要求频率特性好,而且还要求变频器工作在非线性不太严重的区域,使之既能完成频率变换,又能抑制各种干扰。,119,4)变频压缩(抑制) 在混频器中,输出与输入信号幅度应成线性关系。实际上,由于非线性器件的限制,当输入信号增加到一定程度时,中频输出信号的幅度与输入不再成线性关系,如图655所示。,120,5) 选择性 混频器的中频输出应该只有所要接收的有用信号(反映为中频,即fI=fL-fc),而不应该有其它不需

30、要的干扰信号。但在混频器的输出中,由于各种原因,总会混杂很多与中频频率接近的干扰信号。,121,二、 混频电路 1晶体三极管混频器,图656 晶体三极管混频器原理电路,122,图665 (a) 中波AM收音机的变频电路,本振、调谐联调,选择中频 465kHz,本振回路,123,图665 (b) FM收音机变频电路,L2、C6、C7、C8、C2、C5组成本机振荡,C9、T1初级选择中频10.7MHz,L1、C3中频陷波波，防止中频干扰,124,图659 混频器本振注入方式,125,2二极管混频电路 在高质量通信设备中以及工作频率较高时,常使用二极管平衡混频器或环形混频器。其优点是噪声低、电路简单

31、、组合分量少。图661是二极管平衡混频器的原理电路。输入信号us为已调信号；本振电压为uL,有ULUs,大信号工作,由第5章可得输出电流io为,(698),输出端接中频滤波器,则输出中频电压uI为,(6100),126,图661 二极管平衡混频器原理电路,127,图662 环型混频器的原理电路,128,图662为二极管环形混频器,其输出电流io为,经中频滤波后,得输出中频电压,(6100),(6101),129,3其它混频电路（自学） 图中输入变压器是用磁环绕制的平衡不平衡宽带变压器,加负载电阻200以后,其带宽可达0530MHz。XCC型乘法器负载电阻单边为300,带宽为030MHz,因此,

32、该电路为宽带混频器。,130,图664 差分对混频器线路,131,图665 用模拟乘法器构成混频器,132,图666 场效应管混频器的实际线路,133,图667 场效应管平衡混频器电路,134,图668 场效应管环形混频器,135,第四节 混频器的干扰,尽管混频器的使用使超外差接收机的性能得到改善，但同时混频器又会给接收机带来一些干扰。 一、概述 1、干扰信号的形成方式有： A、直接从接收天线进入（特别是混频前没有高放时）； B、由高放非线性产生； C、由混频器本身产生； D、由本振的谐波产生。,136,我们把除有用信号以外的所有信号统称为干扰。 2、在实际中判断能否形成干扰主要看以下两个条件

33、： A、是否满足一定的频率关系； B、满足一定频率关系的分量的幅度是否较大。 3、混频器干扰的种类： A、信号与本振的自身组合干扰（组合频率干扰）； B、外来干扰与本振的组合干扰（组合副波道干扰、寄生通道干扰）； C、外来干扰信号互相作用形成互调干扰； D、外来干扰与信号形成的交叉调制干扰（交调干扰）； E、阻塞、倒易混频干扰。,137,二、信号与本振的自身组合干扰（组合频率干扰或干扰哨声） 1、产生的原因：,输入到混频器的有用信号与本振信号，由于非线性作用，除了产生有用的中频外，还产生许多无用的组合频率分量，如果它们中的有些频率分量正好接近中频（或落在中频通带内），则这些成分将和有用中频同时

34、经过中放加到检波器上。通过检波器的非线性特性，这些接近中频的组合频率与有用中频差拍检波，产生差拍信号（可听音频），形成干扰哨声。,138,2.形成的条件：,当取fL-fc=fI时,上式变为：,当取fC-fL=fI时,则为：,fcfI称为变频比。可见，不同的变频比时，存在的干扰点也不同，但严重的干扰还是那些p和q都比较小的低阶干扰，因为p、q越大其对应分量的幅度也小。 表61 是 fcfI 与p、q的关系表 。,当fc 、FI确定后，总会找到对应的整数p、q值，也就是有确定的干扰点,pfL-qfcfi,139,表61 fcfI与p、q的关系表,例如： 调幅广播收音机的中频是465kHz，某电台发

35、射频率为fc=931kHz，接收机本振频率为fL=931+465=1396kHz。则干扰为：3阶和8阶干扰。这时2fC-fL=1862-1396=466,会产生1kHz的干扰捎声。 可以看出：干扰哨声是有用信号本身与本振混频后的组合频率接近中频产生的，因此与外来干扰无关，不能靠提高前断电路的选择性加以抑制。,140,3、减少干扰的措施 （1）正确选择中频数值，减少干扰点，排除低阶干扰。 例如一个短波收音机，波段范围为230MHz。 选fI=1.5MHz时,变频比为1.3320,则干扰点为： 2、4、6、7、10、11、14、15 选fI=0.5MHz时,变频比为460,则干扰点为：7、11 选

36、fI=70MHz时,变频比为0.0290.43,则干扰点为：12、16、19 （2）正确选择混频器的工作状态，减少组合频率分量或使组合频率分量的幅度减小。 （3）采用合理的电路形式，减少组合频率分量或使组合频率分量的幅度减小。,141,三、外来干扰与本振的组合干扰（组合副波道干扰） 1、产生的原因：,混频器输入回路选择性差，使干扰信号fJ输入，与本振fL经变频后产生许多频谱分量，当 时，该干扰将通过混频后由并经中放，在检波器中检波后在输出端听到干扰的声音。,142,2、形成组合干扰的条件,式中，fL由所接收的信号频率决定， fI为中频。 若用fL=fc+fI代入上式，可得,pfL-qfJfi,

37、143,3、几种常见的组合副波道干扰 （1）中频干扰 概念：当干扰频率等于或接近于接收机中频时，如果接收机前端电路的选择性不够好，干扰电压一旦漏到混频器的输入端，混频器对这种干扰相当于一级(中频)放大器，放大器的跨导为gm(t)中的gm0，从而将干扰放大，并顺利地通过其后各级电路，就会在输出端形成干扰。 抑制中频干扰的方法：提高前端电路的选择性；合理选择中频（中频要选在工作波段之外，最好选择高中频）。,144,图6-70 抑制中频干扰的措施 (a)提高选择性 (b)加中频陷波电路,中频陷波器,145,(2)镜像干扰 概念：设混频器中fLfc，当外来干扰频率fJ=fL+fI时，uJ与uL共同作用在混频器输入端，也会产生差频fJ-fL=fI，从而在接收机输出端听到干扰电台的声音。fJ、fL及fI的关系如图6-71所示。 抑制方法： 1）提高前端电路的选择性 2）采用高中频,图6-71 镜像干扰的频率关系,fJ、fC互为镜像关系,146,如果干扰频率fJ满足式(6104),即,就能形成干扰。式中,fL由所接收的信号频率决定, 用fL=fc+fI代入上式,可得,(6107),147,有用信号fc,本振信号fL,中频信号fI,外来干扰fJ1,外来干扰fJ2,_,=,自身组合干扰: （组合频率干扰）,交调干扰:,互调干扰:,中频干扰,镜像干扰,(副波道干