2.2 PWM控制1.ppt

1、第二章 电力电子变频器及PWM控制原理,山东大学 崔纳新,2.3 PWM控制基础,采用晶闸管元件的六脉波PAM变频调速系统存在如下问题： （1）整流和逆变需要两套晶闸管元件； （2）低频时网侧功率因数低，谐波高，对电网污染大； （3）逆变器输出谐波分量大，产生较大的脉动转矩，低速时尤为严重； （4）由于中间直流环节大惯性元件存在，使系统的动态响应缓慢； （5）效率较低，如串联二极管式电压源变频器的最高效率只有85%左右。,2.3 PWM控制基础,随着自关断型电力电子器件（如GTO、GTR、IGBT、MOSFET等）、微电子技术及微计算机技术的发展，采用脉宽调制（PWM）控制技术的变频调速器蓬勃

2、发展起来。PWM变频器基本解决了常规六脉波变频器中存在的问题，成为现代交流调速技术发展最快的一个领域。,2.3 PWM控制基础,2.3 PWM控制基础,1. PWM控制原理,在采样控制理论中有一个重要的结论：冲量相等而形状不等的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。,改变矩形脉冲的宽度和调制周期就可以改变输出电压的幅值和频率,2.3 PWM控制基础,按照波形面积相等的原则，每一个矩形波的面积与相应位置的正弦波面积相等，因而这个序列的矩形波与期望的正弦波等效。这种调制方法称作正弦波脉宽调制（Sinusoidal pulse width modulation，简称SPWM），这种序列的矩形

3、波称作SPWM波。,2.3 PWM控制基础,以频率比期望波高得多的等腰三角波作为载波（Carrier wave），并用频率和期望波相同的正弦波作为调制波（Modulation wave），当调制波与载波相交时，由它们的交点确定逆变器开关器件的通断时刻，从而获得一系列等幅不等宽的矩形波。,2.3 PWM控制基础,注意: （1）PWM脉冲特点：高度相等，中心矩相等，但宽度呈正弦变化； （2）PWM波仍有高次谐波，但幅值较大的低次谐波都被消除或被有效地抑制了； （3）PWM控制方式，要求使用高开关频率的电力电子元件； （4） PWM技术在本质上是变压技术，是一种区别于PAM的调压方式。,2.3 PW

4、M控制基础,在PWM控制中，一般定义调制比为 （2-7） 式中，Urm 是正弦调制波的幅值；Ucm是三角载波的幅值。 通常M在01之间变化，以调节输出电压的幅值。,2.3 PWM控制基础,2. PWM变频器,图2-18 PWM变频器的原理图 (a) 主电路,2.3 PWM控制基础,3个参考信号互差120且共用一个载波信号。,调频原理： 改变参考波频率，即可调节SPWM波的基波频率；,2. PWM变频器,调压原理： 改变参考波幅值，即可调节SPWM波的宽度，从而改变输出电压的有效值。,2. PWM变频器,PWM和PAM控制的区别 （1）逆变器的开关采用全控型器件，只有一个可控功率级； （2）采用

5、不控整流，电网功率因数与负载电压无关，而接近于1； （3）动态响应与直流环节无关，响应快； （4）能消除或抑制低次谐波，因而转矩脉动小，大大扩展了电动机的调速范围。,2.3 PWM控制基础,3. 同步调制与异步调制 载波比载波频率 fc与调制信号频率 fr 之比N，既 N = fc / fr 根据载波和信号波是否同步，PWM调制方式分为异步调制和同步调制。,同步调制与异步调制,（1）同步调制 同步调制N 等于常数，N = fc / fr 即在变频时使载波频率和信号波频率成正比变化。 fr 变化时N不变，信号波一周期内输出脉冲数固定；,同步调制与异步调制,特点： 三相公用一个三角波载波，且取 N

6、 为3的整数倍，使三相输出对称； fr 很低时，fc 也很低，脉冲间距大，谐波显著增加； fr 很高时，fc 会过高，使开关器件难以承受。,2.3 PWM控制基础,同步调制三相PWM波形,2.3 PWM控制基础,（2）异步调制 异步调制载波信号和调制信号不同步的调制方式。 保持 fc 固定不变，当 fr 变化时，载波比 N 是变化的； 在信号波的半周期内，PWM波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称。,2.3 PWM控制基础,异步调制的特点： 1) 低频时（ fr 较低），N 较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产生的不利影响较小，所以低频时相应地减小了谐波分量； 2）难以保

7、证三相输出的对称关系，引起电动机工作不平稳。,2.3 PWM控制基础,（3）分段同步调制 把 fr 范围划分成若干个频段，每个频段内保持N恒定（同步），不同频段N不同（异步）； 在 fr 高的频段采用较低的N，使载波频率不致过高； 在 fr 低的频段采用较高的N，使载波频率不致过低。,2.3 PWM控制基础,分段同步调制方式,2.3 PWM控制基础,（4）混合调制 可在低频输出时采用异步调制方式，高频输出时切换到同步调制方式，这样把两者的优点结合起来，和分段同步方式效果接近。,2.3 PWM控制基础,2.3 PWM控制基础,4. 单极性和双极性脉宽调制 根据调制波的正或负半周期内PWM脉冲的极

8、性是否变化，PWM变频器的工作方式分为单极性工作方式和双极性工作方式两种。,2.3 PWM控制基础,（1）单极性控制方式 正弦波的半个周期内，三角载波只在一种极性范围内变化，所得到的PWM波也只处于一个极性范围内，叫做单极性控制方式。,单极性控制方式,2.3 PWM控制基础,工作时V1和V2的通断状态互补， V3和V4的通断状态也互补。 在输出电压u0的正半周，,让V1保持通态， V2保持断态， V3和V4交替通断；,单极性控制方式,在输出电压u0的负半周，让V2保持通态， V1保持断态， V3和V4交替通断。,2.3 PWM控制基础,（2）双极性PWM控制方式 在正弦波半个周期内，三角载波在

9、正负极性之间连续变化，则所得到的PWM波也是在正负之间变化，叫做双极性控制方式。,2.3 PWM控制基础,仍以单相电路为例： 在正负半周对开关器件的控制规律相同。即当uruc时，给V1和V4导通信号，给V2和V3关断信号，这时如i00，则V1和V4导通；如i00，则VD1和VD4导通。不论哪种情况都是u0=Ud。,2.3 PWM控制基础,2.3 PWM控制基础,图2-20 三相桥式PWM逆变器的双极性SPWM波形,O,O,O,w1 t,w1 t,w1 t,ura,urb,urc,ut,-Ud 2,Ud 2,-Ud 2,-Ud,Ud 2,Ud,2.3 PWM控制基础,1) 双极性的工作方式决定了

10、每个载波周期都要出现一次上、下开关管的切换，而单极性逆变器在调制正弦波的半个周期中一对开关管反复切换，而另一对只切换一次，况且载波频率一般为120kHz，比调制正弦波高很多，因此双极性逆变器的切换次数远远多于单极性逆变器。 2) 双极性逆变器的输出电流更接近正弦波，畸变小。,2.3 PWM控制基础,脉宽调制的约束条件 为保证开关元件安全工作，所调制的脉冲波有最小脉宽和最小间隙的限制，以保证脉冲宽度和间隙大于开关元件的ton和toff。,（3）单/双极性工作方式的性能比较,2.3 PWM控制基础,5. PWM控制的性能指标 电流谐波 谐波电流引起电机电流有效值增加，电流波形畸变，功率因数降低，铜

11、耗和铁耗上升等。 谐波电流有效值为,2.3 PWM控制基础,总电流谐波畸变率THD（Total Harmonic Distortion） 式中，I1为基波电流的有效值；n为傅立叶级数展开的谐波分量阶次。,2.3 PWM控制基础,开关频率和开关损耗 随着开关频率提高，输出交流信号谐波成分下降，但对周围电子设备的干扰增大，开关损耗随之增大。 同时，各种电力电子器件的开关频率受到其固有的开关时间和开关损耗的限制，因此开关频率必须低于其规定的最高开关频率。,2.3 PWM控制基础,电力电子器件的开关频率： SCR：300500HZ GTO：12KHZ GTR： 15KHZ MOSFET、IGBT：20

12、40KHZ,2.3 PWM控制基础,思考题： 为什么调制比M既不能过大， 也不能过小？ PWM控制的最小脉宽和最小间隙有何限制？,2.4 PWM控制技术,PWM波形生成方法有调制法和计算法两种。 1.自然采样法,在正弦波与三角波的自然交点时刻控制功率开关器件的通断，从而生成SPWM波形的方法.,1.自然采样法,一般采用的方法是，先将正弦参考波ur和三角波uc以表格的形式存在存储器内，实际运行时采用查表的方法或仅通过简单的计算得到脉宽的大小。 采用这种方法，当调速系统频率变化范围较大时，将占用较大的内存空间，所以仅适用于有限调速范围的场合。,2.4 PWM控制技术,2. 规则采样法,在工程上更实

13、用的简化方法，弥补自然采样法的不足，且力求采样效果，接近于自然采样法，又不必占用太多的计算时间。,2.规则采样法,规则采样法原理 三角波两个正峰值之间为一个采样周期Tt。 自然采样法中，脉冲中点不和三角波一周期的中点（即负峰点）重合。规则采样法使两者重合，每个脉冲的中点都以相应的三角波中点为对称，使计算大为简化。 t2+t1+t3=Tt,2.规则采样法,根据脉冲电压对三角载波的对称性，脉冲宽度t2和间隙时间t1及t3可由下面公式计算（设三角波峰值为标幺值1）：,（2-12）,（2-13）,式中Tt为三角载波的周期。,2.规则采样法,根据上述采样原理和计算公式，可以用计算机实时控制产生SPWM波

14、形，具体实现方法有： 查表法可以先离线计算出相应的脉宽 等数据存放在内存中，然后在调速系统实时控制过程中通过查表和加、减运算求出各相脉宽时间和间隙时间。,2.规则采样法,实时计算法事先在内存中存放正弦函数，控制时先查出正弦值，与调速系统所需的调制度M作乘法运算，再根据给定的载波频率查出相应的Tt /2值，由计算公式计算脉宽时间和间隙时间。,3. 电流滞环跟踪型PWM控制,问题的提出 应用PWM控制技术的变压变频器一般都是电压源型的，它可以按需要方便地控制其输出电压. 但是，在异步电机中，实际需要保证的应该是正弦波电流，因为三相平衡的正弦电流才能使合成的电磁转矩为恒定值，不含脉动分量。,3. 电

15、流滞环跟踪型PWM控制,另一方面，电压型变频器直流电源是恒压源，允许电流突变，若负载为低阻抗或发生短路，会产生很大的冲击电流。,措施：对电流实施实时控制。,3. 电流滞环跟踪型PWM控制,图2-23 电流滞环跟踪PWM控制逆变器的单相结构,3. 电流滞环跟踪型PWM控制,图中，电流控制器是带滞环的比较器，环宽为2 。 将给定电流 ir 与输出电流 if 进行比较，电流偏差 超过 时，经滞环控制器HBC控制逆变器相应相上（或下）桥臂的功率器件动作。,3. 电流滞环跟踪型PWM控制,输出电流与给定值之间的偏差保持在 范围内，在正弦波上下作锯齿状变化。,3. 电流滞环跟踪型PWM控制,电流跟踪控制的

16、精度与滞环的环宽有关，同时还受到功率开关器件允许开关频率的制约； 当环宽选得较大时，可降低开关频率，但电流波形失真较多，谐波分量高； 如果环宽太小，电流波形虽然较好，却使开关频率增大了； 应在充分利用器件开关频率的前提下，选择尽可能小的环宽。,3. 电流滞环跟踪型PWM控制,电流滞环跟踪控制方法的特点： 结构简单，电流响应快，输出电压波形中不含特定频率的谐波分量 。 调速时，只需改变电流给定信号的频率，无需进行电压调节。 功率器件的开关频率变化大，不利于功率器件的安全工作。,固定开关频率的电流跟踪PWM控制技术,4. 电压空间矢量PWM（SVPWM）控制,问题的提出 经典的SPWM控制主要着眼

17、于使变频器的输出电压尽量接近正弦波； 电流滞环跟踪控制则直接控制输出电流，使之在正弦波附近变化，这就比只要求正弦电压前进了一步； 然而交流电动机需要输入三相正弦电流的最终目的是在电动机气隙空间形成圆形旋转磁场，从而产生恒定的电磁转矩。,4. 电压空间矢量PWM（SVPWM）控制,如果把逆变器和交流电动机视为一体，按照产生圆形旋转磁场来控制逆变器的工作，其效果应该更好。这种控制方法称作“磁链跟踪PWM控制”。 下面的讨论将表明，磁链的轨迹是交替使用不同的电压空间矢量得到的，所以又称“电压空间矢量PWM（SVPWM，Space Vector PWM）控制”。,4. 电压空间矢量PWM（SVPWM）

18、控制,空间矢量的定义 交流电动机绕组的电压、电流、磁链等物理量都是随时间变化的，如果再考虑到它们所在绕组的空间位置，如图所示，可以定义为空间矢量uA0， uB0 ， uC0 。,定子电压空间矢量： uA0 、 uB0 、 uC0 的方向始终处于各相绕组的轴线上，而大小则随时间按正弦规律脉动，时间相位互相错开的角度也是120。,合成空间矢量：由三相定子电压空间矢量相加合成的空间矢量 us 是一个旋转的空间矢量，它的幅值是每相电压值的3/2倍。,4. 电压空间矢量PWM（SVPWM）控制,合成空间矢量 us 用公式表示，则有,（2-14）,uAO、uBO、uCO是角频率为1的三相对称正弦波电压，电

19、压矢量uS是以角频率1按逆时针方向匀速旋转的空间矢量。而空间矢量uS在三相坐标轴（A，B，C）上的投影就是对称的三相正弦量。,4. 电压空间矢量PWM（SVPWM）控制,电压与磁链空间矢量的关系 用合成空间矢量表示的定子电压方程式为,式中 us 定子三相电压合成空间矢量； Is 定子三相电流合成空间矢量； s 定子三相磁链合成空间矢量。,（2-15）,电压与磁链空间矢量的关系,当电动机转速不是很低时，定子电阻压降在式（2-15）中所占的成分很小，可忽略不计，则定子合成电压与合成磁链空间矢量的近似关系为,（2-16）,（2-17）,或,4. 电压空间矢量PWM（SVPWM）控制,磁链轨迹,当电动

20、机由三相平衡正弦电压供电时，电动机定子磁链幅值恒定，其空间矢量以恒速旋转，磁链矢量顶端的运动轨迹呈圆形（一般简称为磁链圆）。这样的定子磁链旋转矢量可用下式表示。,（2-18）,其中 m是磁链s的幅值，1为其旋转角速度。,4. 电压空间矢量PWM（SVPWM）控制,由式（2-16）和式（2-18）可得,（2-19）,上式表明，当磁链幅值一定时，us的大小与1（或供电电压频率）成正比，其方向则与磁链矢量正交，即磁链圆的切线方向，,磁链轨迹与电压空间矢量运动轨迹的关系,如图所示，当磁链矢量在空间旋转一周时，电压矢量也连续地按磁链圆的切线方向运动2弧度，其轨迹与磁链圆重合。 这样，电动机旋转磁场的轨迹

21、问题就可转化为电压空间矢量的运动轨迹问题。,三相逆变器的开关状态表,电压空间矢量图,以u0，u1，u2 u7分别表示8个工作状态对应的电压空间矢量，在复平面上可以得到如图2-28所示的电压空间矢量图。其中，u0和u7对应着电动机三相绕组电压为零，故称为零矢量。,图2-28 电压空间矢量图,4. 电压空间矢量PWM（SVPWM）控制,对于六脉波的逆变器，在其输出的每个周期中6 种有效的工作状态各出现一次。逆变器每隔 /3 时刻就切换一次工作状态（即换相），而在这 /3 时刻内则保持不变。 随着逆变器工作状态的切换，电压空间矢量的幅值不变，而相位每次旋转 /3 ，直到一个周期结束。,4. 电压空间

22、矢量PWM（SVPWM）控制,这样，在一个周期中 6 个电压空间矢量共转过 2 弧度，形成一个封闭的正六边形，如图所示。,图2-29 六脉波逆变器供电时电压空间矢量与磁链矢量,4. 电压空间矢量PWM（SVPWM）控制,在 /3 所对应的时间 t 内，施加 u1的结果是使定子磁链 1 产生一个增量1，其幅值与|u1|成正比，方向与u1一致，最后得到新的磁链，而,可见，在任何时刻，所产生的磁链增量的方向决定于所施加的电压，其幅值则正比于施加电压的时间。,4. 电压空间矢量PWM（SVPWM）控制,如果 u1 的作用时间t 小于 /3 ，则 i 的幅值也按比例地减小。 依此类推，可以写成 的通式,

23、4. 电压空间矢量PWM（SVPWM）控制,总之，在一个周期内，磁链空间矢量的尾部在O点，其顶端的运动轨迹也就是6个电压空间矢量所围成的正六边形。,4. 电压空间矢量PWM（SVPWM）控制,我们可以得到的结论是： 如果交流电动机由常规的六脉波逆变器供电，磁链轨迹便是六边形的旋转磁场。这显然不象在正弦波供电时所产生的圆形旋转磁场那样能使电动机获得匀速运行。 如果想获得更多边形或逼近圆形的旋转磁场，就必须在每一个期间内出现多个工作状态，以形成更多的相位不同的电压空间矢量。,？,4. 电压空间矢量PWM（SVPWM）控制,逆变器的电压空间矢量虽然只有8个，但可以利用现代电力电子器件开关频率高的优势

24、，将已有的8个电压空间矢量进行线性组合，获得更多的与u1 u6相位不同的等幅不同相的电压空间矢量，从而用尽可能多的多边形磁链轨迹逼近理想的圆形磁场。,4. 电压空间矢量PWM（SVPWM）控制,如果要逼近圆形，可以增加切换次数，设想磁链增量由图中的11 ， 12 ， 13 ， 14 这4段组成。这时，每段施加的电压空间矢量的相位都不一样，可以用基本电压矢量线性组合的方法获得。,4. 电压空间矢量PWM（SVPWM）控制,4. 电压空间矢量PWM（SVPWM）控制,设在原u1状态结束后，期望在时间T0内电压空间矢量ur1起作用，并有ur1=u1。图中采用部分u1矢量和部分u2矢量求和得到矢量ur

25、1，图中t1u1/T0和t2u2/T0分别表示部分u1和部分u2矢量，它们的合成矢量为ur1。ur1与u1和u2相位均不同，而幅值相同。,4. 电压空间矢量PWM（SVPWM）控制,新的电压矢量ur1产生的磁链增量l1 = ur1T0。 在下一个T0期间，仍选用u1和u2的线性组合，但两者的作用时间与前一区间不同，这样就可以获得与ur1相位不同的电压矢量ur2，相应的磁链增量为l2，）,4. 电压空间矢量PWM（SVPWM）控制,在式（2-21）中，u0的幅值为零，故：,（2-21）,4. 电压空间矢量PWM（SVPWM）控制,零矢量的作用时间为,一般取,各电压矢量的作用次序要遵循以下的原则：任意一次电压矢量的变化只能有一个桥臂的开关动作，表现在二进制矢量表示中只有一位变化，以满足最小开关损耗。,4. 电压空间矢量PWM（SVPWM）控制,电动机的转速控制 由电机学原理，交