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基于DSP TMS320F28027的光伏并网发电模拟装置.doc基于DSP TMS320F28027的光伏并网发电模拟装置.doc -- 9 元

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C2000参赛项目报告(命题组)题目光伏并网发电模拟装置学校浙江大学指导教师李武华(讲师)参赛队成员名单(含个人教育简历)顾云杰、本科生、浙江大学禹红斌、本科生、浙江大学基于DSPTMS320F28027的光伏并网发电模拟装置摘要本装置采用TMS320F28027为控制核心,实现了模拟光伏并网系统的功能,具有最大功率追踪(MPPT),输出电压与给定参考电压频率、相位同步,欠压、过流保护,欠压保护的自动恢复等功能,且具有LCD屏幕显示,界面友好。本装置主电路拓扑采用全桥逆变电路,采用倍频SPWM调制方式,MPPT采用恒定输入电压法实现,相位跟踪使用软件锁相实现。本装置性能良好,其中MPPT跟踪时输入电压相对偏差的绝对值小于0.7,频率跟踪相对误差小于0.09,相位跟踪误差2°左右,输出波形THD小于2,欠压保护动作电压25.02V,过流保护动作电流1.50A,效率达84以上。关键词C2000,光伏并网,倍频SPWM,MPPT,PLLGridconnectedphotovoltaicsimulationsystembasedonTMS320F28027AbstractThisdeviceusesTMS320F28027asthecontrolcore.ItrealizesfunctionsofMPPT,frequencyandphasesynchronization,undervoltageandovercurrentprotection,undervoltagerecoveryandsoon.ItdisplaysitsmaininformationontheLCDscreen,providingagoodmanmachineinterface.ThetopologyofthemaincircuitisfullbridgeinverterwhichiscontrolledbydoubledfrequencySPWMmodulation.MPPTisrealizedwithconstantinputvoltagemethod.PhasetrackingisrealizedwithsoftwarePLL.Theperformanceofthisdeviceissatisfying.Therelativevoltageerrorislessthan0.7whendoingMPPT.Therelativefrequencyerrorislessthan0.09.Thephaseerrorisapproximately2°.TheTHDoftheoutputvoltageislessthan2.Theactionvoltageoftheundervoltageprotectionis25.02V.Theactioncurrentoftheovercurrentprotectionis15.0A.Theefficiencyofthisdeviceisover84.KeywordsC2000,Photovoltaicgridconnectedinverter,doubledfrequencySPWM,MPPT,PLL1引言TI公司的C2000系列微控制器既具有DSP的高速运算性能,也具有MCU的界面管理能力。最近C2000系列推出的F2802x/F2803xPiccolo子系列控制器结构更加精简,工作频率能达到40MHz60MHz,具有功能强大的EPWM模块,ADC模块和ECAP模块,性价比极高,非常适合在中小型电力电子系统中的应用。本文基于TMS320F28027微控制器设计了一个光伏并网模拟装置。该装置实现了MPPT和模拟并网功能,且具有良好的界面,系统的各种状态在LCD中显示。本文以下部分共分四个方面进行介绍第2部分讲述系统方案,包括系统框图、主电路拓扑、SPWM调制方式、各种控制策略第3部分讲述系统硬件设计第4部分讲述系统软件设计第5部分给出了系统的测试结果。2系统方案光伏并网模拟装置主要由DCAC变换电路、驱动电路、电压、电流调理电路、TMS320F28027控制单元、显示电路等组成。系统结构框图如图2.1所示。图2.1光伏并网模拟装置结构框图2.1主电路拓扑结构逆变主电路拓扑选择全桥逆变结构,如图2.2所示,全桥逆变电路是逆变器中得到最广泛应用的拓扑形式,其器件承受的电压较低(理论上与电源电压一致),控制灵活,在自换流或者负载换流模式下都可以工作,不依赖变压器参与逆变,非常适用于本系统。LfCfRLS4S1S3S2UdCin图2.2逆变拓扑DCAC逆变器TMS320F28027控制单元模拟光伏电池模拟并网输出系统状态显示欠压过流保护SPWM波驱动信号输入电压采样输出电压电感电流采样Uref频率相位采样前处理2.1.1输出滤波器输出滤波器采用LC滤波。参数计算1如下(1)fL参数电感电流纹波最大值max4dLfSUiLf,由此可得max4dfLSULif,其中倍频之后等效开关频率fS40kHz。关于等效开关频率的选择请见2.2节。一般地,maxLi应满足下式要求maxmax152oLoPiU,其中maxoP为逆变器最大输出功率,oU为输出电压有效值。依题目要求,max30oPW,15oUV,30dUV,得到max0.4LiA,0.47fLmH。为降低THD,取2fLmH。(2)fC参数根据LC截止频率确定滤波电容fC的容值1102SfLC,221004fSfCfL得到0.79fCuF。为了抑制低次谐波,fC一般取理论值的5~7倍左右。取10fCuF。2.1.2输入解耦电容由于本系统输出基本恒定的直流电流,而输出工频交变的交流电流,因此需要在直流输入端Ud并联较大的解耦电容Cin。通过Cin不断吞吐电荷,维持Ud基本保持不变。由于Cin流过工频交流电流,因此Rs与Cin组成RC环节的时间常数应远大于工频。1150Hz106uF223.143050insinCRC选取4700uFinC。2.2SPWM调制方式目前共有三种常用的SPWM调制方式可以应用于全桥逆变电路,即A.双极性调制B.单极性调制C.倍频调制三者比较,倍频调制有明显的优势。首先倍频调制支持3种输出电平即Ud、0和Ud,同等开关频率下需要的滤波电感较小,且dv/dt较小,产生的EMI干扰和功率器件的电气应力较小。其次,倍频调制的输出电压频率是实际开关频率的两倍,更容易实现高频化。因此本设计采用倍频SPWM调制方式。载波频率fC20kHz,等效开关频率fS40kHz。2.3正弦指令值产生策略SPWM调制方式需要控制器产生一个正弦指令与三角载波进行比较。通常用软件产生正弦指令值不外两种方法,即计算和查表。查表法占用CPU资源较少,速度快,本系统采用查表法。图2.3如图2.3所示,将一个标准正弦函数090均分成100等分,将每个等分线处的函数值制作成一张表,保存在一个数组内intsintab101。程序中两个变量count和period分别表示当前输出波形的周期和相位,以载波周期TC为单位。由此可以计算出对应表中的第几个点,即count400periodn2.1如果100n,则可用三角函数诱导公式折算。折算方法如下sintab,0,100sintab200,100,200sintabn200,200,300sintab400,300,400cmdcmdcmdcmduAnnuAnnuAnuAnn2.2其中ucmd表示计算得到的正弦指令值,A代表ucmd的幅度。A的作用将在2.6中具体阐述。通过上述方法,实现了仅用少量的存储器资源和简单的计算,在载波频率不变的条件下得到不同频率正弦指令值的方法。这一方法支持较宽的输出频率范围,远远覆盖题目要求的45Hz~55Hz。2.4PLL(锁相环)控制策略PLL(锁相环)的控制目标是保持控制器内部软件电压指令值ucmd与uref保持同频同相。考虑到uref频率变化相对缓慢,两个相邻周期之间不会有剧烈变化,因此PLL控制策略采用以下方法。Cycle1Cycle2Cycle3Cycle1Cycle2Cycle3Cycle_2Cycle_3Cycle_4Cycle4Err1Err2Err3Err4urefucmd图2.4如图2.4所示,通过滞洄比较器将uref上升沿过零点采样后送入控制器(用图中第一行向上的箭头表示)。每当ucmd完成一个工频周期之后(用图中第二行向上的箭头表示),根据相位误差Errn和上一周期uref的周期Cyclen预测出下一周期uref的过零点,并计算出下一周期ucmd的周期Cycle_n1。Cycle_n1CyclenErrn2.3其中当ucmd超前uref时,Errn为正,反之为负。图2.4中绘出了这一策略的示意图。这一PLL策略改进了传统的硬跟踪方法,采用软跟踪的策略。所谓软跟踪,就是只有ucmd完成了一个周期而下一个周期刚刚开始的时候,改变ucmd的周期。由于周期开始的时候ucmd0,这样就避免了因锁相而发生ucmd值的跳变,保持任一周期ucmd都是纯正的正弦波。同时,本策略能够保证在一个工频周期之内完成相位跟踪过程,具有很高的响应速度和频率稳定性。2.5逆变器控制环逆变器控制的控制目标是使输出电压uo与控制器的指令值ucmd保持一致,相位误差5,且有良好的稳定性和较小的THD。一般逆变器控制环可分为两类,即瞬时值控制和平均值控制。瞬时值控制又分别由以下两种方式A.输出电压、电感电流双环控制B.输出电压单环控制对于负载功率因素剧烈变化或者非线性负载的场合,还常常使用重复控制和预测控制等先进控制手段。输出电压、电感电流双环瞬时值控制由于其较好的动态、稳态特性,得到了最为广泛的应用。考虑到双环控制所需的精确采样输出电压和电感电流的电压、电流互感器成本较高,本系统采用电阻分压、电流互感器配合运算放大器分别采样输出电压和电感电流。经实际检验,噪声较大,应用于闭环控制时导致了输出电压的畸变。尤其在在正弦波型的波峰和波谷,采样时刻距离开关动作很近,收到干扰更大,波形畸变明显。权衡之后,我们最终采用如下逆变器控制策略若将控制器指令值ucmd直接与三角波进行比较,则由于输出滤波器的作用会使输出电压uo相位滞后于ucmd一个角度,大小与负载功率因素相关。若能检测出,并使ucmd超前uref角,则uref正好与uo同相。由图2.5所示的相量图可见,经过滤波后的输出电压oU与未经滤波的逆变器两桥臂中点间电压基波invU相比,滞后不多。经理论计算,容性负载(如题目要求,电容由两个220uF电解电容反向串联值,副边110uF,折算到原边440uF)下,只有5.7,而阻性负载下只有4.2oULinvLIRICI图2.5由于电阻分压配合运算放大器得到的输出电压叠加了很大噪声,很难将这一相位差准确测量。但电感电流LI与invU的相位差则较大,可以通过测量,通过相量图间接计算出。应用这一方法,可以使负载特性在较大范围内变化时仍能满足uref与uo相位差很小。2.6死区时间及其补偿LfS1S2iLMNP图2.6如图2.6所示的逆变桥臂,为避免桥臂短路直通,通常在桥臂上下管驱动中加入一定的死区时间,如图2.7中阴影所示。但是加入死区时间后会使SPWM波形发生畸变,分析如下。在图2.6中,假设电感电流方向如图中箭头所示。S1向S2换流时,一旦S1关断,则S2的续流二极管自动导通,死区时间对波形没有影响。但由S2向S1换流时,S2关断后电流仍从S2的续流二极管流过,桥臂中点的电压uMN保持为0,直到S1开通。这样就使得桥臂输出电压相对于期望有所跌落。电感电流反向时,同样的分析可知死区将导致桥臂输出电压抬高。这样,由于死区的影响,会在桥臂输出波形上引入一个畸变,如图2.8所示。由于这一畸变的频率较低,输出滤波器无法完全滤除。SPWM控制波形S1门极驱动波形S2门极驱动波形桥臂中点电压波形0Ud图2.7图2.8为减小THD,可对使用软件的方法对死区时间造成的影响进行补偿。方法也很简单,即检测电感电流,如果大于0,则将SPWM调制波在原有基础上抬高一点,如果小于0,则将SPWM调制波在原有基础上降低一点。经检验,效果良好。2.7MPPT控制策略一般光伏系统常用的MPPT策略有扰动观察法、电导增量法和开路电压比例系数法。题目要求本系统采用开路电压法,控制目标为UdUs/2。通过调整式2.2中的A,可以实现对Ud的控制,分析如下。首先,由于直流输入测有较大的解耦电容,在一个工频周期内Ud可以视为不变。逆变器桥臂中点之间输出基波电压1sininvduAUt2.4在工频下,滤波电感的阻抗||0.6jL,远小于等效负载阻抗/410LeLRR,因此负载阻抗角0L,逆变器输出功率22dinvoutLeAUPR2.5另一方面,逆变器输入功率invinddPUI2.6忽略逆变器中开关及磁性元件的损耗,有invininvoutPP2.7所以2222dddddLeLeAUAUUIIRR2.8根据基尔霍夫电流定律,SdddSSUUdUICRdt2.9可得22122dSdddSSddSLeSLeSSAUUUdUdUUACUUCRRdtRRdtR2.10A作为输入,Ud作为输出,可见这是一个非线性的控制系统。下面对此系统进行小信号线性化处理。记2aAn,512,235sLeRrR(参见题目要求,Rs、RL的范围)并整理,上式可重写为dsddassdUUUrUnCRdt2.11记0aaannn,0dddUUU2.12其中01anr,02sdUU。带入并化简,忽略二阶小量,有22sdadssrUdUnUCRdt2.13可见an作为输入,dU作为输出,得到了一个小信号线性系统模型。由此可以画出控制环。逆变器的MPPT策略与DCDC电路不同,为保证输出波形的正弦度,只能A的值只能每工频周期调整一次,保证一个周期内输出波形为正弦。由此引入了一个工频周期的滞后。设计控制环时须对此作出考虑。
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