精品毕业论文低功耗小功率开关电源设计

正文1 开关电源简介 小功率开关电源以其诸多优良的性能，在测控仪器仪表、通信设备、学习与娱乐等诸多电子产品中得到广泛的应用。随着环境和能源问题日益突出，人们对电子产品的环保要求不断提高，对电子产品的能源效率更加关注。设计无污染、低功耗、高效率的绿色模式电源已成为开关电源技术研究的热点。本文研究一种中小功率开关电源，应用过渡模式有源功率因数校正、准谐振变频功率隔离变换控制和同步整流等多种先进的电源控制技术，以实现绿色开关电源设计的目的。1.1 开关电源的基本结构所有事物都要遵循能量守恒定律，开关电源也不例外，实际上，开关电源也要通过以能量形式传递完成的。从能量上看，开关电源可以分为直流开关电源模式和交流开关电源模式，直流开关电源模式主要是输出为直流信号电能，而交流开关电源模式主要是输出为交流信号电能。直流开关电源模式为当前的主流模式，该开关电源模式的基本组成结构框图如下图1.1所示：桥式整流滤波LC组成滤波器DC/DC变换器转换输出整流滤波DC直流输出控制电路电路放大电路占空比控制电路交流输入图1.1 开关电源基本组成结构框图由上图中可知：开关电源主要由整流滤波、DC/DC变换电路、开关占空比控制电路以及控制电路等模块组成。交直流输入电压经LC滤波器，再通过桥式整流与母线电解电容平滑后变为直流电压，再经DC/DC变换器转换，再经二极管整流和电解电容的滤波至输出，为了能使电路成为一个闭环工作，在输出端引出一个控制电路再经放大电路到占空比控制电路至DC/DC变换器转换器形成一个闭环。占空比控制电路中占空比的表示方法如下图1.2所示：图1.2 占空比示意图由上图中可知：占空比D=Toff/(TOff+Ton)，周期T= Ton+Toff，频率f=1/T。1.2 传统开关电源的缺陷传统开关电源基本上采用的都是传统电路，传统电路大部分采用的电路芯片都为PWM控制的KA38系列芯片，这当中也要用到开关MOSFET管，还有就是也要加个启动电阻，根据P=U*U/R可知该电路上的待机功耗至少要大于0.5W，而低功耗的要求待机功耗至少要小于0.5W，甚至有些要小于0.3W。如果功耗大，对人口密集的中国来说，电能的损耗无疑是巨大的。另外传统电源存在着某些有害物质，根据我国CCC标准中的关于在电气电子设备中限制使用某些有害物质指令，从而没能达到环保的功能。1.3 绿色开关电源的发展方向 由于传统电源存在着诸多的缺陷，为了能量的有效利用，人们从而提出了绿色开关电源，绿色开关电源产品主要向高频、高效率、低功耗、小型化、集成化、模块化、智能化、高可靠性、满足EMC标准和环保等诸多方向不断发展。由于开关电源轻、小、薄的关键技术是高频化，因此国外各大开关电源制造商都致力于同步开发新型高智能化的元器件，特别是改善二次整流器件的损耗，并在功率比铁氧化体（Mn Zn）材料上加大科技创新，以提高在高频率和交大磁通密度（Bs）下获得提高的磁性能，而电容器的小型化也是一项关键技术。以下几个方面将是开关电源发展的方向：（1）小型化、薄型化、轻量化。开关电源的体积、重量主要是由储能元件（磁性元件和电容）决定的，因此开关电源的小型化实质上就是尽可能减小其中储能元件的体积。（2）高频化。在一定范围内，开关频率的提高，不仅能有效地减小电容、电感及变压器的尺寸，而且还能够抑制干扰，改善系统的动态性能，因此高频化是开关电源的主要发展方向。（3）高可靠性。开关电源比连续工作电源使用的元器件多数十倍，因此降低了可靠性。从寿命角度出发，点解电容、光耦合器及排风扇等器件的寿命决定着电源的寿命。所以，要从设计方面着眼，尽可能使用较少的器件，提高集成度，采用模块化技术可以满足分布式电源系统的需要，提高系统的可靠性。（4）低噪声。开关电源的缺点之一是噪声大，单纯地追求高频化，噪声也会随之增大。采用部分谐振转换回路技术，在原理上既可以提高频率又可以降低噪声，所以，尽可能降低噪声影响是开关电源的又一发展方向。（5）采用计算机辅助设计和控制。采用CAA和CDD技术设计最新变换拓扑和最佳参数，使开关电源具有最简结构和最佳工况。在电路中引入微机监测和控制，可构成多功能监控系统，可以实时监测、记录并自动报警等。开关电源被誉为高效能电源，它袋包着稳压电源的发展方向，现已成为稳压电源的主流产品。采用了高频变压器和控制集成电路的开关电源更具有效率高、输出稳定、可靠性高等特性，是今后电源的发展趋势。2 低功耗小功率开关电源电路设计2.1 设计方案的选择在进行变换器的任何设计工作之前，首先要选择电路拓扑结构，这是一项非常重要的工作。由于电路拓扑结构在现在多达上百种，所以，开关电源电路拓扑结构可以选择为二种方案，第一种方案是采用单端正激式变换器的开关电源设计，第二种方案是采用单端反激式变换器的开关电源设计。2.1.1 单端正激式变换器有隔离变换器的DC/DC变换器按照铁芯磁化方式，可分为双端变换器（全桥、半桥、推挽等）和单端变换器（正激式、反激式等）和双端变换器比较，单端变换器线路简单、无功率管共导通问题、也不存在高频变换器单向偏磁和瞬间饱和问题，但由于高频变换器只工作在磁滞回线一侧，利用率低。因此，它只适用于小功率输出场合。单端正激变换器是一个隔离开挂变换器，隔离型变换器的一个根本特点是有一个用于隔离的高频变压器，所以可以用于高电压的场合。由于引入了高频变压器极大的增加了变换器的种类，丰富了变换器的功能，也有效的扩大了变换器的使用范围。单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。单端正激式开关电源由于输出电感和续流二极管的作用，输出电流式连续的。开关晶体管截止时，降在其上的最大电压Vcemax为2Vin。变换器在开关晶体管导通时经变压器向负载传输能量，输出功率范围较大，高频变压器既要起变压器隔离和传输能量的作用，又起到电感线圈储能的作用。控制电路以继承的PWM脉宽调制电路为基础组成，能十分方便实现稳压调节及过压、欠压、限流和关断电源输出等保护控制功能。2.1.2 单端反激式变换器反激式开关电源采用了稳定性很好的双环路反馈（输出直流电压隔离取样反馈外环回路和初级线圈充磁值电流取样反馈内回路）控制系统，就可以通过开关电源的PWM（脉冲宽度调制器）迅速调整脉冲电压和初级线圈充磁峰值电流进行有效调节，达到稳定输出电压的目的。这种反馈控制电路的最大特点是：在输入电压和负载电流变化较大时，具有更快的动态响应速度，自动限制负载电流，补偿电路简单。2.1.3 设计方案我所要做的绿色开关电源为小功率且比较小型化，这就不需要高成本且复杂的电路拓扑结构，这也是有利于市场上销售，所以对此小功率开关电源选用的电路拓扑结构为隔离反激式变换器电路拓扑。此电路拓扑结构对小功率、小体积开关电源是比较适合的，而要实现开关电源功能则需要在电路上做一系列的设计了。2.2 桥式整流滤波电路和LC组成滤波器设计 由图1.1图中可知开关电源基本上由六大部分组成的，本设计的输入电压Vin为AC165VAC264V，输出电压Vo为DC12V，输出额定电流Io为3A，桥式整流滤波电路和LC组成滤波器如图2.1所示：图2.1桥式整流滤波电路和LC组成滤波器由于元器件要看它本身的耐压值，所以在输入为AC264V时，经过整流桥DF06的电压是最大的，一般整流出来的直流电压乘以（1.451.55）可得出经过整流桥的最大耐压值，即Vmax=264V*1.4*1.55=572.88V，所以要选用的整流桥耐压必须大于572.88V，而DF06的耐压有600V，因而满足要求。由C1与L1组成的低通滤波器，且在电路形成的阻抗有15欧姆，另电路上有一个5欧姆热敏电阻，从而形成对整流桥的冲击电流为：264伏*1.4/20欧=18.48安，而整流桥本身的最大冲击电流为30A，所以整流桥是不易被冲坏。另假设效率能达到82%，则输入功率为：10W/0.82=12.2W，可算出流过整流桥的平均电流为：12.2W/(88V*1.4)=0.1A，也可满足整流桥的平均电流1A。而电解电容C2主要起平滑电压作用，经整流桥后的电压成馒头波，所以需电解电容C2来平滑，在不考虑时序要求的情况下，可以根据1W需要1*2=2的电容来计算，故10W需要20的容量，而在电容规格没有20，最好选择是22/400V，因整流出的电压最大为DC370V，故选400V的电容能满足要求。2.3 PWM控制芯片的拓扑分析PWM控制芯片组成控制电路如下图2.2所示：图2.2 PWM控制芯片组成控制电路我所选用的芯片是MOSFET开关管集成在芯片中的，所以不用多选用一个MOSFET开关管，在一个开关电源电路里，主要的功耗在于MOSFET开关管的损耗，MOSFET开关管的损耗包括三方面的损耗：1. MOSFET开关管导通损耗。2. MOSFET开关管导通关断间损耗。3. MOSFET开关管关断损耗。所以在芯片的MOSFET开关管的导通电阻就显得非常关键了，要使损耗变得越小，则需要的MOSFET开关管的导通电阻越小越好。选用的ICE3A0565芯片的Rd（MOSFET开关管的导通电阻）为4.7欧姆，开关管Drain电压最大为650V，频率为100KHz，在全范围电压AC85VAC264V条件下可以出12W功率，该芯片实现的技术指标有：1.芯片有软启动电路。2.具有抗EMI功能。3.具有过温保护功能和过功率保护功能。4.待机功耗低于0.1W。5.属于无铅产品。对该控制电路进行分析：第1脚BL为软启动脚，对地加的电容为C6、C16，由于该产品需要能在-5正常工作，所以该电路中所选用的器件要低温特性好的器件，这芯片本身就是一种低功耗芯片，BL脚对地上的电容需要加到一定容量才能使软启动电路正常工作，所以需要加到2u的容量。第2脚FB比较对地也需要加一电容，该电容的大小直接将影响到动态环路的好与坏。第3脚CS为采样电流脚，而第6脚是空脚（具有散热功能），CS脚本身电流流过也比较大，所以将第6脚连起来有利于CS脚的散热，R4、R6、R7、R18称为采样电阻，因为芯片全范围电压下能出12W，而该产品的额定功率只需要10W，则需要采样电阻来控制采样限流。第4、5脚Drain为漏极脚，最高电压为650V。第7脚Vcc为辅助源脚，从电路上可看出来，该辅助源不需要加一个启动电阻，从而使该电源工作的同时可以降低功耗，一般情况下，在高压端AC264V，将近有0.8W损耗，C4、C5为辅助源电容，R2、R5电阻起到抗冲击的作用，防止辅助源二极管D4冲坏。第8脚为接地脚，要与母线电解电容C2连接起来。这PWM控制芯片组成控制电路实际上也包括了占空比控制电路了。2.4 变压器的设计和原边绕组箝位设计DC/DC变换器组成部分中的变压器如图2.3所示：图2.3 变压器的组成变压器的设计计算：已知：f=1/T=100KHz，T=10us，Vmin=100V，占空比Dmax=0.45，Po=10W，设变压器转换效率=0.85，B=200300mT，Ton=T*Dmax=4.5us，选用磁芯为EFD20，Ae=22.7。原边绕组 Np1=Vmin*Ton/(B*Ae)=100*4.5/22.7B。取Np1为90圈时，B则为0.26mT，符合B的要求，B越小，磁芯才不易饱和。根据Vo1=Ns*Vmin*Dmax/Np1/(1-Dmax) 其中Ns为副边绕组圈数。Vo1=12V+0.2V=12.2V。12.2=Ns*100*0.45/90/0.55可得出Ns为14圈。由于芯片的最低电压为11.6V，所以辅助源的绕组的电压必须要大于11.6V，即VccVo1*Np2/Ns可求出辅助源的绕组Np2为15圈，则Vcc=13.1V。原边的电感量可根据Lp=Vmin*Ton*(1+k)/(1-k)，其中Lp为原边电感量，做成连续状态时对反激式小功率开关电源能提高效率，k=00.4；当k=0.4时，可得Lp=1.1*100*4.5*1.4/0.6=1155uH=1.16mH.具体绕制方法如图2.4、图2.5、图2.6、图2.7所示：图2.4连接原理图图2.5绕线说明图图2.6测试说明图图2.7绕制说明图 图2.3当中的CY1称为原副边电容，起到降低传导EMI和噪声的作用。同时变压器也采用了三明治夹绕的绕制方法，也可以起到降低传导EMI和噪声的作用。由以上变压器的匝比可得Drain平台电压为:370V+(90/14)*12.2=448.43V，选取为650V的Drain当中已考虑到了变压器存在的滤感电压。原边绕组箝位设计如图2.8所示：图2.8 原边绕组箝位组成由于变压器在传递能量时，存在着漏感的能量，需要去磁复位来吸收这部分的能量，C14、R17和D1组成的RDC箝位能够吸收这部分能量，同样有降低传导EMI和噪声作用，如果能满足了传导EMI，且能满足可靠性要求，则D3要装的TVS管可以不装，这样也就降低了一点成本。2.5 输出RCC电路设计RCC电路的组成实际上也就成了输出整流滤波了，所组成的电路图如图2.9所示：图2.9 输出整流滤波电路在原边MOSFET开关管关断时，变压器就要把在导通时存的能量传递到副边来至输出，电流经二极管D5、D6整流出来的为三角波，这需要一阶电解电容C12、C8平滑滤波，再经二阶电感L2和二阶电解电容C13滤波输出。图R10、C6和C7组成RC吸收电路，尤其对断续电路中起着非常重要的作用，能够降低纹波噪声且也有对降低传导EMI有着一定的作用。二极管D5、D6的电压值需要根据变压器的匝比来计算，即二极管最高电压：Vinmax*Ns/Np+Vo=370*14/90+12=59.56V，所以选用的二极管耐压至少要高于60V的。反激电路中，流过二极管D5、D6的峰值电流Ip=Io/Dmax=3/0.45=6.67A，所以所选的二级管电流系数必须大于6.67A，另副边选取的二极管必须是肖特基二极管或超快恢复二极管，这就有利于能量的传递且减少能量的损耗，由上可先选取二极管为两个STQ080，该二极管能流过的峰值电流为8A，耐压值80V，选用两个，保证裕量，减少散热量，且该二极管的成本不高。对经二极管D5、D6整流出来的三角波电流，主要起到平滑作用的电解电容实际上是一阶电解电容C8、C12，这就要选取低阻抗和纹波电流足够的电解电容了，这也是起到降低传导EMI和噪声的作用途径之一。低阻抗的电容厂家比较多，可以在电容厂家手册可以查到，但纹波电流Irip一般要取大于或等于额定电流的1.3倍，Irip=1.3*Io=1.3*3=3.9A，所以选取的每个电容的纹波电流最好要达到:3.9/2=1.95A。 二阶电感L2和二阶电解电容C13取大或取小将会影响到电路稳定性，C8选用的特性要好，这将直接影响到低温时的输出调整率；L2取大了也会影响到纹波噪声的变小但环路会不稳，如果取小则会影响到纹波噪声的变大但环路要稳定些。一般要以C8*C12*Ls/（L2*C13）10来计算，式中，C代表电容容量，L2为二阶电感的电感量，Ls为副边绕组的电感量。R15和R16可以不装，R14与LED1组成指示灯指示，也可成死负载。D7为TVS管P6KE15A，能起到过压保护作用。2.6 开关电源的负反馈控制负反馈控制电路实际上包括了控制电路和放大电路两部分。负反馈控制电路如图2.10所示：图2.10 负反馈控制电路图2.11 电压采样电路电压采样及反馈电路由光耦PC817D、TL431和阻容网络组成，如图2.11所示，图中R11和C11用于Tl431的频率补偿，不能缺少。通过调节由R12和VR1组成的分压网络后得到采样电压，该采样电压与三端可调稳压块TL431提供的2.5V基准电压进行比较，当输出电压正常时，采样电压与TL431提供的2.5V电压基准相等，则TL431的K极电位保持不变，从而流过光耦PC1二极管的电流不变，进而流过光耦CE的电流不变，ICE3A0565引脚2的反馈电位Uf保持不变，则引脚6输出驱动的占空比不变，输出电压稳定在设定值不变。当输出12V电压因为某种原因升高时，分压网络上得到的输出电压采样值随之升高，从而TL431的K极电位下降，流过光耦二极管的电流增大，进而流过CE的电流增大，从而ICE3A0565的引脚2的电位升高，由ICE3A0565内部示意图可知：误差放大器AI的输出电压Ue减小，亦即电流检测比较器钳位电压减小，所以可知：ICE3A0565引脚6输出驱动的占空比减小，从而使输出电压减小，这样就完成了反馈稳压的过程。R17可装为0欧姆，ZD1可不装，因为输出电压为12V，Q1 TL431的3脚电压为036V，考虑到如果是高电压输出，则ZD1必须要装成稳压管，而R17可不装；R9主要是给TL431提供电流的，同时和R8能影响到环路的调整，R8装大了，过冲小了点，但调整率要变差的，如果装小了，过冲会变大点，但调整率要变好点，这要根据实际情况进行调试取适中参数；Q1 TL431主要利用运放基准进行对输出进行稳压的，1脚的基准电压一般都为2.5V(1%)，2脚需要接输出信号源地，R13、R12和VR1主要起到分压的作用，有公式如下：2.5V/Vo=(R12+VR1)/(R13+R12+VR1).（2.1） 由公式（2.1）中可推算出各电阻的阻值，VR1为1K的电位器，计算时要考虑电位器是置中的，也就VR1为500欧姆，另计算时要考虑到VR1调动时不要电压幅度太大；R11和C11主要是环路上的调整了，直接影响到环路的快慢，可根据RHZ（右半平面零点）规则来计算出R11和C11的参数；PC1 PC817D光耦主要是放大然后反馈回原边成放大电路组成了电路为一个闭环工作状态。2.7 开关电源的电磁兼容及安规标准设计EMI指来自一个元器件或者系统的电噪声引起另外一个元器件或系统不正常工作；电磁兼容EMC是指两个或以上的系统在存在相互的噪声情况下可以同时工作的条件。电磁兼容EMC的设计主要由以上所讲的降低传导EMI和噪声有关，另对满足电磁兼容EMC设计也有如图2.12所示：图2.12 CX电容的接入安规标准设计主要在于PCB的设计、变压器的设计和安规器件的选取。对于本设计的PCB板上最主要距离要求一定要符合安规距离要求，原副边距离至少要大于7mm爬电距离，保险丝前的零火线间至少要留有2.5mm爬电距离，另外在走线方面一定要把高低频线理好；变压器的设计在以上的设计图纸已体现在出来了；哪些是安规器件从原理图中的安规标志符号就能够体现出来了。2.8 低功耗小功率开关电源电路图低功耗小功率开关电源电路图如图2.13所示：图2.13 低功耗小功率开关电源电路图3 小功率开关电源的可靠性设计3.1 功率元器件热功能设计在本设计中，功率元器件主要有芯片、变压器和副边整流二极管，在热功能设计中，在考虑到散热方面的问题，这主要体现在画PCB板上，象这类功率元器件要尽可能的空阔，也就是周围元器件尽可能地少，才有利于散热；在选取时，在芯片IC1上要考虑到芯片本身能出多少功率，如果输出的功率都超过芯片本身的功率，那么芯片发热量将会很大，会造成热保护，没热保护功能的芯片直接会炸坏芯片，所谓热保护，就是实际温度超过芯片本身的结温；ICE3A0565的最高结温为150；变压器T1主要在于存取能量和传递能量，在设计时，如果B取得过大，会使变压器磁芯发热量不断增大，达到一定程序使磁芯饱和，也就形成了热保护甚至会造成层间短路直接烧坏机器；副边整流二极管D5、D6(STQ080)主要在开关管关断时导通，此时产生的热量是最大的，可根据P=UI来计算，流过D5、D6的平均电流Iav=Io*(1-Dmin)=2.4A，D在输入为最高电压端才是最小的，在变压器设计上可以计算出Dmin约为0.2，由于选用的二极管为肖特基二极管，本身的压降很低，即可为0.2V，则这两个二极管的功耗P=0.2*2.4=0.48W，对于这两个二极管总共能承受的功耗为1.5W且结温为60来说，这里是不需要加散热器来散热的，散热器顾名思议可理解为再并一电阻，减小总电阻值，温升也就下降了。无论是芯片，还是变压器和副边整流二极管的工作功耗都均能满足设计要求，且有足够的裕量。3.2 冲击抑制电路和抗雷击浪涌设计前文中有讲到整流桥瞬时冲击电流值是比较关键的技术指标时，介绍到了开机时输入瞬时冲击电流的计算，是属于冲击抑制电路的设计，在这电路里面中的热敏电阻主要是采用NTC热敏电阻，能够利用起动是导通电流的发热使温度上升，电阻值也要相应降低，抑制功耗也随之变小；能够改善温度特性的原材料，不仅可抑制发热量，也具有使用工作状态中NTC电阻减至到最少限度的特点。有了这冲击电路也能减少对其它电子设备的不良影响。抗雷击浪涌设计主要是能够保护电源产品和其它电子设备的作用，在原边输入侧经过保险丝后在零火线上并了一个470V的压敏电阻见图2.1中的YM1，当输入电压大于470V（等效直流电压）时，压敏电阻瞬时雪崩击穿，保险丝断裂，直接没输入。3.3 电解电容使用寿命设计电解电容的寿命的长短直接影响到产品的使用情况，在前面已经介绍了如何选取电解电容，在这要讲述下寿命的设计，电解电容的寿命的长短主要取决于电解电容中的内阻抗ESR的大小，如果选的电解电容的ESR比较大，那么发热量也就增加，内部的电解液会逐渐干涸，其容量也随之下降，直接影响到电解电容的使用周期。电解电容的实际使用时间的计算一般使用下面的公式：L=Lo*2(To-Ta)/10 (3.1)L 为电解电容实际使用的时间，单位：小时(h)Lo 为电容手册中规定的额定时间，单位：小时（h）To 为电解电容手册中的最高工作温度，单位：Ta 为最高环境温度下电解电容的工作温度， 单位：Y=L/(365*24) (3.2)Y为使用的年数，单位：年（Y）本电源设计中C8和C12的在最高环境45时的温度均为75为例计算该电解电容的使用寿命，计算如下：根据公式（3.1） L=Lo*2(To-Ta)/10 =3000*2(105-75)/10 =24000 小时根据公式（3.2） Y=L/(365*24)=24000/（365*24）=2.74 年由以上可见，电解电容的寿命跟阻抗的大小和温度密切相关，在选取小阻抗电解电容的同时，也要让电解电容远离发热元器件。3.4 电源平均无故障时间设计平均无故障时间简称为MTBF，全称为Mean Time Before Failure。就是用一批新产品在特定的环境条件下一直工作到第一个故障时间的平均值，这是一个统计值或者数学期望值。特定的环境一般是指在恶劣条件下来测试模拟推算出正常工作环境下的MTBF的。MTBF长短起到对产品质量的好与坏的判断，它是开关电源里的一个重要指标。在MTBF计算中主要是考虑到产品中每个元器件的失效率。由于每个元器件在不同的使用条件下、不同的环境下其失效率会有很大的区别，因此在计算产品的可靠性指标时，一定要考虑这些因素。而这些因素在短时间里是不可能推算出来的，需要借助于软件如MTBFcal和其庞大的参数库和长时期实验的数据，就可以轻松地算出MTBF的值。如若在常温下推算产品MTBF的值就显得很长而难于计算。 在开关电源产品中所有元器件中发生失效率最高的概率是电解电容，所以可以用计算105电解电容在最高环境温度下的MTBF的值来估算整机的MTBF的值。4 常规电气性能综合指标的实现与完善4.1 效率指标的实现与完善 效率一般指的就是产品的输出总功率Po除以输入的总功率Pin，用公式表示如下：=Po/Vin (4.1)效率的高低直接可以反映出产品内部损耗的多少，效率低，往往意味着产品的损耗多，这根本就会缩短产品的使用寿命，所以提高效率也是工程师设计考虑的因素，如何提高，在这介绍几种常用方法：（1）产品损耗大主要来源来MOSFET开关管，最好方法就是要降低MOSFET开关管的频率，从而也就能减少开关损耗。ICE3A0565在轻载或空载中就实现了降频功能，这就大大降低了MOSFET开关管的损耗，从而能提高效率。（2）对反激式小功率开关电源电流工作状态来说，一般有连续状态和不连续状态，连续状态下能提高效率，但输出噪声纹波会大点，不连续状态下，产生峰值电流也就大了，MOSFET开关管和副边二极管流过的电流也就大了，损耗也就增加了，效率也随之降低了，不过，输出噪声纹波会小点，在考虑到输出噪声纹波在满足额定输出的1%情况下，一般选取电流工作在连续状态下，在本设计中的变压器设计已是按连续状态来设计了。（3）输出电解电容选取要取ESR小低阻抗电解电容，这不但能增长电解电容的寿命（前面3.3有详细介绍了），还能提高效率，根据P=I*I*R可以知道在电流一定的情况下，电阻阻值越大，功耗也就越大了，效率也就越低了。4.2 纹波噪声指标的实现与完善在开关电源中，纹波一般可分为有工频纹波和开关纹波两类，工频纹波一般是指输出电压中含有50Hz或100Hz的交流分量; 开关纹波一般指频率跟开关频率相同的纹波分量。纹波噪声指标一般就是不要大于输出电压的1%，也就说对本设计来说，最大的纹波噪声是120mV，一二阶电解电容在选取为低阻抗电解电容，在输入AC165VAC264V时，输出的纹波噪声如下图4.1所示：图4.1 输出纹波噪声波形4.3 电压反馈环路动静态响应指标的实现与完善电压反馈环路动态响应直接反应了输出电压的特性，在动态跳变中，如果出现了高频振荡（最容易出现的是在环境温度最高的情况下），可以在输出的波形中看得出来。在静态中，如果在100Hz时输出电压产生交流正弦波，则这交流正弦波就会被一阶电解电容所吸收，从而使电解电容的温度升高，从而使电解电容的寿命下降，这是不允许的。所以一个产品的设计中，环路的设计好与坏，将直接影响到产品的可用性，调节环路参数是最好的办法，环路上的几个参数主要就是跟光耦串联的电阻R9和跟光耦并联的电阻R8，还有就是TL431的第1脚和第3脚上的R11和C11；在输入AC165VAC264V，环境温度Ta=50，25%75%输出动态跳变波如下图4.2所示：图5.2 输出动态响应跳变波形由图4.2中可见该开关电源设计环路上基本是没有振荡。5 绿色开关电源的未来展望5.1 绿色开关电源的影响绿色开关电源的意义在前面的第二章 1节设计方案上可以看得出来。目前，在欧美等国家里，同样也对绿色开关电源非常重视的，对空载实现低功耗即小于0.3W非常看重，就目前的传统开关电源明显没达到这一指标，在这能源时代里这低功耗就显得更加重要了；满足电磁兼容EMC就是要防止产品对人体的伤害；欧盟议会和欧盟理事会于2003年通过了关于在电气电子设备中限制使用某些有害物质指令即RoHS指令，中国在2004年出台了电子信息产品污染防治管理办法，对电子产品中含汞，六价铬，镉，铅，聚溴联苯，多溴二苯醚等对人类健康和环境形成危险的物质的含量作出了明确的规定，以及报废物品的回收程序都作了规定，这是对环境保护的实行的一种措施；为了全人类的健康和自然环境不受破坏，符合标准的绿色开关电源的实现是势在必行，这样，产品的成本会上涨点，但是这比起环保问题这点成本是微乎其微的。5.2 绿色开关电源的优化由前面介绍的PWM控制芯片的的拓扑分析中可知本设计中ICE3A0565芯片是属低功耗无铅化产品且有抗EMI噪声，是符合设计绿色开关电源的要求的。电磁兼容EMC是安规认证的一部分，每个国家的安规认证的机构都有所不同，但都可分为三个等级：通用标准、产标准和专用产品标准，这就要根据用户的使用情况来区分了；在原理图中的安规器件用安规标志标出来的基本上都是经过国家认证过，有一定的安规序号，且电路在设计上已经加入了一些防护措施，基本上是满足电磁兼容EMC了。电路上的元器件都选用了无铅化，符合RoHS产品，这就具备了环保的功能了。实际上，绿色开关电源基本上是继承了传统开关电源的优点再加有低功耗、满足电磁兼容EMC和环保功能等特点所构成的。绿色开电源的设计与实现在前面的章节已做了详尽地介绍了，现在主要介绍是一些参数优化来达到更好的要求。现在本设计在成本的允许条件下，原边绕组的RDC箝位可以做适当调整，还有副边整流二极管上的RC吸收，这些在满足设计的情况最好能尽量减少它们的热损耗，尽可能在画PCB板时要多铺助焊层和放开些，这些都是有利散热的，在PCB空间允许的情况下，RDC箝位也可以用无尝吸收来做，这样也可以提高效率；另外就是在输出的一阶和二阶电解电容上可以选用阻抗更低、寿命更长的电解电容，这样也可以减少电解电容的功耗，整机效率也将提高。在绿色电源中，对于环保方面上的优化，一般都要从生产工艺方面上优化，要做到产品能够大批量无铅化生产，就需要改进工艺和控制材料等方面满足RoHs指令要求，这是今后绿色开关电源在环保上必须要优化的途径。5.3 绿色开关电源元器件的选择和生产工艺要求绿色开关电源元器件除了前面所提到的要符合RoHs之外，每个元器件的功耗还要低于额定功耗，在选取金属封装上的电阻，一般要选实际功耗比额定功耗小上一半的功耗；而在应力电压方面上基本要选取的元器件要比元器件本身规定的应力平台要低。在生产方面来讲，工艺这道工序是非常重要的，这不仅仅会影响到批量生产，同时也会影响到电气性能方面的