射频器件主要技术指标课件

射频器件主要技术指标 - 接收/发信系统主要技术指标 - 天馈系统主要技术指标 - 无源器件主要技术指标,收发信系统主要技术指标 - 灵敏度和噪声系数 - 发射功率及其限制 - 频率稳定度 - 频率稳定度 - 信道带宽 - 辐射带宽 - 邻道选择性 - 邻道辐射 - 阻塞特性 - 杂散辐射 - 互调特性 - 互调辐射 - 杂散辐射 - 系统同频干扰,我国对3G频段的划分： 核心频段 频分双工（FDD）方式：19201980MHz/21102170MHz共260MHz 时分双工（TDD）方式：18801920MHz/20102025MHz共55MHz 补充工作频段 频分双工（FDD）方式：17551785MHz/18501880MHz共230MHz 时分双工（TDD）方式：23002400MHz共100MHz新频段 卫星移动工作频段 19802010MHz/21702200MHz 扩展频段 825835MHz/870880MHz；885915MHz/930960MHz； 17101755MHz/18051850MHz,接收机的热噪声功率电平（底噪） 任何一个无线通信接收机能否正常工作，不仅取决于所能获得的输入信号的大小，而且也与其内部噪声以及外部噪声和干扰的大小有关。 接收机内部噪声也称为热噪声，它是由电子运动所产生的，其定义是指当温度为290K（17C）时，由接收机通带（通常由接收机中频带宽所决定）所截获的热噪声功率电平。这个热噪声功率电平也称为接收机的底噪,是计算接收机噪声的基本参数。 No= KT B（W） B: 接收机（中频）带宽 T: 绝对温度值 290 -23 K: 玻尔兹曼常量 1.3710 如用dBW表示，可写为 No（dBw）= 204 dBW + 10lgB 或 = 174 dBm + 10lgB 对于G网，B = 200KHz，10lgB=53dBHz，No = 121dBm,发信功率及其单位换算 通常发信机功率单位为“瓦特”（W）， 它也可以表示为dBW，即以1W为基准的功率分贝值， 即 Pt（dBW）=10lgPt(W)/1W 为了便于计算，发信功率单位也可用“毫瓦”（mW）表示，同样，它也可以表示为dBmW（简写为dBm），即以1mW为基准的功率分贝值，即： Pt（dBm）=10lgPt(mW)/1mW 而因为 1W = 1000 mW 所以 1 dBW = 30dBm,信噪比、带宽和信道容量仙农定律 仙农（shannon）信道容量公式可以用来论证信噪比，信道带宽和信道容量之间的关系，即： C = B Lg21 + Pr/N 式中，C: 给定信号速率条件下的最大容量 B: 传输带宽 Pr: 为载频功率，它是距离d的函数 N: 接收机射频输入端的噪声功率 由于Pr随距离d的增大而降低；故信道容量也将随着距离d的增大而减小。 对于G网，当载/噪比为12dB时，其最大信号速率应为814kb/s 而同样的信号速率，对于传输带宽已扩频至1.2288MHz的IS-95C网而言，其载噪比可以低至-6dB。通常仙农公式中的噪声是指高斯白噪声。仙农公式告诉我们，当传输带宽与载噪比确定以后，能传输的最大信号速率也就确定，因而限制了信道容量。若要增加信道容量，则可以增加传输带宽或者提高载噪比来达到。,电场强度是指长度为1m的天线所感应到的电压，以V/m,mV/m或V/m计。对半波耦合天线而言，其有效长度为/，故其感应的电压为： eE/（V） 式中，E为电场强度（V/m）, 为波长（m） 由于半波偶极天线的阻抗是73.13，而移动通信接收机的输入阻抗通常为50，在天线与接收机之间需有一个匹配网络，如图所示，此时，接收机的输入电压A（开路电压）为： Ae E/ 若以dBv计，则有 AE20lg/ 20lg E20lg / 1.65（dB v） E20lg11.6（dBv） 对于其它接收天线，只需增加其相对于 半波偶极天线的增益Gr即可 即：AE20lg11.6Gr,电场强度、电压及功率电平的换算,例如：对于900MHz频段，波长为0.33m，当采用半波偶极天线时，输入电压A与接收场强E之间的关系为： A（dBv）= E（dBv/m）-21.33 若采用其他增益天线，只需加上该天线相对于半波偶极天线的增益G即可 对于移动通信系统，按惯例是以电动势（开路电压）作为灵敏度指标值。因此，其电压与功率的换算应为： Pi= AxA/R 当R=50时 Pi = A137（dBW） 或 = A107（dBm）,电场强度、电压及功率电平的换算,发射（调制）带宽是指发信机发射载波信号时实际占用的带宽，对于数字通信系统，当发信机的频率稳定度足够高时，主要取决于其编码速率和调制波形成型滤波器的滾降系数，发射（调制）带宽可用（1+）Rb计算，其中Rb为编码传输速率，例如：GSM系统Rb=270。833kb/s，而其高斯滤波器的滾降系数=0。3，故其发射（调制）带宽应为（1+0。3）x 270。833k = 352kHz，可见其带宽已经超出载频间隔，因此GSM系统规范规定相邻信道不能在同小区和相邻小区中使用；同样，WCDMA系统的发射（调制）带宽应为 （1+0。22）x 3。84M= 4。685MHz。 发信机在发射主载波信号同时也发射宽带噪声，其频率范围可从0延伸至几十GHz，每个系统发信机的宽带噪声都由设备指标限定在允许的电平内，但宽带噪声对接收系统的影响应取决于该接收系统的接收通带宽度，对于外差式接收机的通带宽度应由其中频滤波器的选择性（ACS）所决定，因此，一个接收系统的噪声带宽与其中频带宽是相等的。,发射和接收带宽,干扰协调,G网信令信道规划（与TCH一样，以最低12dB标准计算）,=,当n4时，对应 12dB,k=3.0, =3.13,同频干扰 信令信道规划,一：同频复用距离 G 网要求的同频干扰保护比C/I应为12dB无跳频，当 覆盖区为全向或扇区时，同频复用距离与复用系数之间可 按下式计算： D/r =(3k) 式中：D ：复用距离； r : 小区半径 k：小区复用系数 （如全向可取7，扇区可取4或3 ） n： 电波衰减系数,奥体中心无线覆盖方案修订,2/n,通常对大中城市取n=4，此时对全向小区而言D/r =4.6 一般可以采用4*3模式。 常用的奥村模型，n= (44.9 6.55loghb)/10, 当基站天线高度为10米到30米时，其n 值在3.833.51范围内，接近于4。 但是，对于奥体中心这样宽广的场合，其电波传播接 近自由空间模式。其衰减指数应在n=2.53.0之间。此时需 要的D/r值将大大增加。如下表所列：,奥体中心无线覆盖方案修订,奥体中心无线覆盖方案修订,就是说对于全向小区而言（k=7）， 当 n=4 时 D/r =4.6 ， n=3 时 D/r =7.6 约增加3个半径， n=2.5时 D/r =11.4 约需增加7个半径，,邻道干扰比（ACIR）取决于接收机相邻信道选择性（ACS）以 及发信机邻道辐射功率比（ACLR），在数值上,ACIR(dB)=10lg,对WCDMA系统，性能规范如下：,干扰协调,邻道干扰,分析系统间互调干扰情况时，首先应了解清楚构成三阶互调的频率关系，只有特定的组合才会对某一系统的接收信号构成互调干扰。 下面列表中，我们将三阶互调I型和II型的各种可能组合包括在内。 三阶I型 即 2f2-f1 和 2f1-f2 三阶II型 即 f1f2f3 f2f3f1 f1f3f2,干扰协调,互调干扰,鉴于三阶互调干扰的一个特点是将发信频谱扩大了三倍，即系统工作带宽愈宽，互调干扰的危害性也愈大。因此，在分析互调干扰时，尽可能按运营商的实际工作频段来分析，而不应该将G网或WCDMA网的整个频段为基础来分析。例如，对G900和G1800应分别标为G900(M)/G900(U)和G1800(M)/G1800(U)来分析；而对于WCDMA，由于目前尚未分配给运营商，我们暂以其整个频段分析。,干扰协调,互调干扰,干扰协调,2G/3G三阶互调干扰频率组合表,干扰协调,2G/3G三阶互调干扰频率组合表,如第四项:C800 G1800(M) G1800(U) G900(M/U) 1850 1805 + 870 = 915MHz 1840 1820 + 880 = 900MHz 1840 1820 + 870 = 890MHz 如第六项:G900(M) G1800(U) PHS G900(M) 935 (1890 1850) = 895MHz 954 - (1900 - 1850) = 904MHz 如第十六项: G1800(M) PHS 2 x 1805 1900 = 1710MHz 2 x ,干扰协调,互调干扰,干扰协调,互调干扰,58dBc,2f1-f2 f1 f2 2f2-f1,p1 p2 +22dBm,-36dBm,按列表可见，只有当多系统共存时， 才可能出现以上互调干扰的可能。 接下来的问题是如何将干扰信号的 幅度折合到互调干扰规范指标中。 例如，某发信机有源功放的互调 指标标称为-36dBm(222dBm) 此指标表示当输入两个等幅的 +22dBm功率时，其三阶互调产物不高于36dBm，或者说相对电平为58dBc。,三阶互调干扰的第二个特性，在功放特性曲线的线性段内，当输入信号增加XdB时，输出信号也增加XdB，而三阶互调产物增加3XdB，信号与三阶互调产物的相对电平应增加为2XdB。,干扰协调,互调干扰,仍以上例所述指标，当输入增加 到230dBm时（此值不应大于额 定输出功率值），三阶互调产物 电平应增加到（3638） 12dBm；或者说相对电平为 （5828）42dBc。,实际工程中，干扰信号到达功放输入端口不可能是等强度的,此时，应按平均值作为计算基准。 例如，当一个输入仍为22dBm，另一个为12dBm时，我们可以取其均值18.5dBm 为计算基准， 则 三阶互调产物应为 （3633.5）46.5dBm， 相对电平 应为 （5823.5）65dBc， 即 （46.518.5）65dBc。,干扰协调,互调干扰,三阶互调的第三个特点是互调产物对系统的影响： 如果被干扰系统是时分多址系统，则三阶互调产物应按同频干扰保护比要求，即 对于G网，应至少比信号低12dB； PHS网，应至少比信号低17dB。 如果被干扰系统是码分多址系统，则其三阶互调产物也应使被干扰系统的最大干扰容限 得到满足，即噪声恶化不大于0.8dB为准。,干扰协调,互调干扰,天馈系统主要技术指标 - 天线的方向性系数和增益 - 天线的输入阻抗及驻波比 - 驻波比,反射系数与回波损耗 - 天线方向性和前后比 - 天线的极化 - 分集及其增益 - 天线隔离度的计算 - 塔顶放大器改善了什么指标,天线的方向特性可以用方向性图来描述。但以数量来表示天线辐射电磁能量的集中程度，则往往是用方向性系数D。其定义是在同样激励功率时，有方向性天线在最大辐射方向远区某点的功率通量密度（单位面积上通过的电场功率，正比于电场强度的平方）与无方向性天线在该点的功率通量密度之比。用于描述天线在特定方向上能量集中的程度。 无方向性天线也称为全向天线，通常是指点源各向共性天线和半波振子天线，它们也是各类有方向天线用以比较的标准天线。 天线增益 G = D 其中与D分别是该天线的效率与方向性系数，在移动通信频段，天线本身损耗很小,趋近于 1，可以认为天线增益与天线的方向性系数在数值上是相等的。 当用点源天线作为标准比较时，所得增益往往被称为天线的绝对增益，用dBi来表示；而当用半波振子作为标准时，所得增益称为天线的相对增益，用dBD表示，两者相差2.15dB（1.64倍） 即 dBi dBD =2.15 dB,天线的方向性系数和增益,天线的主要功能是有效地将传输线送来的高频传导电流转变成空间的电磁波，或者反过来将空间的电磁波转变成传输线中的信号功率。这种辐射的能量好比一个负载电阻上吸收的功率，此功率信号来自于馈线，因此，天线实际上是作为馈线的负载，它从馈线取得功率，变换成电磁能量，发射到空间（相当于被一个等效电阻所吸收）。 只有当天线的输入阻抗与馈线相匹配时，高频电流才能以行波方式传送，使传输效率最高。天线的输入阻抗不但取决于远区的辐射场，还受到近区场以及馈电点端接条件的影响，当然，还与工作频段的带宽有关。这些影响归结起来可以认为天线阻抗包括电阻部分和电抗部分。实际上影响天线输入阻抗的因素很多，计算十分复杂而且正确性差，因此工程上大多采用实际测量的方法，一般的天线都带有阻抗变换器使其达到这一标称值来实现匹配。 实际上对阻抗的偏差需要规定一个容限，其表示方法是驻波比，驻波比即用来描述相对于标称值（50）的偏差程度。另一种常用的表示方式是在阻抗圆图上画出不同频率时天线阻抗的变化轨迹。 驻波比也即电压驻波比，简写为VSWR，它定义为该端点上电压最大值与电压最小值之比。显然，电压最大值为入射波与反射波之复数模相加，而电压最小值为入射波与反射波之复数模相减, 通常工程上要求天线的VSWR1.5，个别情况要求VSWR1.3也是可以达到的。,天线的输入阻抗及驻波比,传输线上各点电压、电流的振幅是入射波与反射波叠加的结果。它们同相时出现波峰；反相时出现波谷。波谷与波峰之比称为行波系数k 行波系数的倒数称为驻波比或驻波系数。驻波比常用电压驻波比的缩写VSWR表示。 而回波损耗也称为反射衰减 在匹配情况下，终端负载ZLZ0，p0，k1，1。失配时ZLZ0，k从1至0变化；从1至变化。我们将Vr/Vi，Pr/Pi，k和数值上的对应关系可列表或用图表示,驻波比和回波损耗,观察天线辐射的方向性图，可以发现在360范围内，有许多波束，我们将天线的辐射能量主要集中于内的一个波束称为主波束或主瓣。 主瓣以外的所有波瓣通称副瓣或旁瓣，副瓣能量增加时，天线的定向性降低，也更易受干扰。 主瓣与副瓣、旁瓣之间能量突降的位置称为零点。零点是电场矢量相位变化的结果。设计合适的零点位置可以对抗干扰。 与主瓣指向相差180位置的副瓣称为背瓣或后瓣，移动通信中是将18030区域内所有副瓣的最大电平定义为背瓣电平，主瓣电平与背瓣电平的比值称为前后比。 在主瓣方向，与最大电平相差3dB（指左右两边）的夹角称为半功率波束宽度，通常移动通信系统中基站天线的水平面半功率波束宽度设计为65或90，甚至更窄而用于扇形覆盖区。,主瓣、副瓣和定向天线的前后比,麦克斯威尔电磁场理论是天线理论的基础，他所提出的两个方程描述了空间电场和磁场之间的关系。说明了随时间变动的电场产生了磁场，而随时间变化的磁场同样产生了电场。因此，在交变的电磁场中，电场和磁场相互转换，不可分割，正是这种电磁场间的相互转换才形成了电磁波的传播。而电磁波传播的方向与电场方向、磁场方向三者之间形成了一个正交关系。 “极化”是指电场强度矢量在空间运动的轨迹或变化的状态。通常电场强度矢量的末端在空间运动的轨迹是一个椭圆，所以我们定义这种天线的极化为椭圆极化。 如果把电波传播方向制定为三维坐标的Z轴，则在与其垂直的XY平面上，一个椭圆形的电场矢量总可以分解为两个互相正交的矢量，分别沿X轴与Y轴方向（包括振幅与相位）。当这两个相互正交的矢量振幅相等且相位相差/2 时，椭圆轨迹演变为圆，我们称之为圆极化；当他们振幅相等但相位相差n 时，椭圆轨迹演变为一条线，我们称之为线极化。当线极化方向与地面平行时，称为水平极化，而当线极化方向与地面垂直时，称为垂直极化。 在移动通信系统中，天线采用垂直极化。天线摆位也应与地面垂直放置。,天线的极化,分集接收及其增益,分集技术：在若干支路上接收相互间相关性很小的载有同一消息的信号，然后通过合并技术将各个支路的信号合并输出 空间分集 时间分集 频率分集 极化分集,时间分集,时间分集：通过一定的时延来发送同一消息，或在系统所能承受的时延范围内在不同的时间内各发送消息的一部分。 时间分集通过交织技术来完成 交织技术：把N个分组中的第1个比特取出来组成新的N1分组，第2个比特取出来组成新的N2分组,然后发送新的分组 某个新的分组丢失，对于原信息串来说丢失的是某个数据位，利用信道编码纠错，可以恢复原来的消息,极化分集,把二付接收天线极化角度互成一定的角度，可以获得较好的效果 这种分集天线可以集成于一付天线内实现，对于个扇区只需一付Tx天线和一付Rx天线 采用双工器，则只需一付收发合一的天线，但对天线要求较高,频率分集,频率分集：同一个信息使用几个频率发送，从而可提高无线信号抗衰落的能力 频率分集主要采用跳频技术来实现 频率差别越大，衰落特性就越独立，效果就越好 跳频可以起到干扰源分集的作用，提高通话质量 跳频对于大量用户的系统特别重要,跳频技术,跳频分类：慢跳频、快跳频 GSM采用慢跳频：基带跳频、射频跳频 频率分集主要采用跳频技术来实现 频率差别越大，衰落特性就越独立，效果就越好 跳频可以起到干扰源分集的作用，提高通话质量 跳频对于大量用户的系统特别重要,MCL的保证 天线隔离度 自由空间传播损耗 Lp =32.45 + 20logf(MHz) + 20logd(km) 当d 5(hb+hm)且高度相当时,即为水平隔离度 L/ =