（无线电物理专业论文）2040ghz的宽带倍频器.pdf

摘要 本文设计了一个2 0 4 0 g h z 的宽带倍频器。此宽带倍频 器主要利用一个单平衡输入宽带巴伦结构，它把输入信号 转换为两路幅度相同，相位相差1 8 0 度信号加到肖特基势 垒二极管对上，从而使其输出偶次谐波，抑制了奇次谐波， 有效的实现了宽带倍频。本论文主要用r f 电路模拟结合矩 量法对宽带巴伦进行优化、分析与设计，并研究了反相串 联二极管对宽带倍频器的工作原理；用谐波平衡法分析和 优化宽带倍频电路，利用混合悬置微带集成电路制作了 2 0 4 0 g h z 的宽带倍频器湖9 试的变频损耗在1 1 2 0 d b 之间， 为把信号源从微波频段扩展到毫米波频段作了进一步的努 由丫 jo 关键字： 宽带倍频器巴伦结构悬置微带反向串联二极管对 a b s t r a c t t h ep a p e rd e s i g nab r o a d b a n dd o u b l e rf r o m2 0 g h zt o4 0 g h z t h e d o u b l e ro u t p u t e de v e nh a r m o n i ca n de f f e c t i v e l yr e j e c t e do d d h a r m o n i cb yas i n g l yh a l a n c e di n p u th a l u n w h i c ht r a n s f e r e dt h e i n p u ts i g n a l t o t w o - w a ys i g n a l s w i t he q u a la m p l i t u d ea n d a n t i p h a s et h e na p p l i e dt ot h ep a i rd i o d e t h ep a p e re s p e c i a l l y r e s e a r c h e dt h ep r i n c i p l eo fa n t i s e r i e sd i o d ep a i r ，a n du s e dt h e m o m e n t u mm e t h o da n dh a r m o n i c sb a l a n c em e t h o dt o a n a l y z e 、 1 ：，, t i m i z et h ec i r c u i t t h e nr e a l i z e dt h ed o u b l e rb yt h eh y b r i d n i t e g r a t e dc i r c u i t ? h ed o u b l e re f f e c t i v e l ye x t e n t e dt h es i g n a l s o u r c e sf r o mm i c r o w a v eb a n dt om i l l i m e t e r * r a v eb a n d t h e m e a s u r e m e n tr e s u l to fc o n v e r s i o nl o s si si z o d b 1 ( e yw 0 l d s ： b r o a d b a n dd o u b l e r b a l u n s t r u c t e r s u s p e n d e d s u b s t r a t e s t r i p l i n e a n t i s e r i e sd i o d ep a i r 2 皇至登堇查兰曼主堑塞生些一 第一章序 言 i 1 毫米波的特点和应用 毫米波频段通常指3 0 - 3 0 0 g h z 频率范围，相应的波长为i c m - l m ， 有些国家也不完全按此定义，例如：美国电气与电子工程师学会在所 颁布的标准中将4 0 - 3 0 0 0 h z 作为毫米波的标称频率范围，而把 2 7 g - 4 0 g h z 叫做k a 频段。 与微波相比，毫米波波长短，因而其设备体积小，重量轻，机动 性好。这些特点正是精确制导武器和各种飞行器所必须具备的。同时， 在同样口径天线下，短波长能提供极高的精度和良好的分辨力，能提 高低仰角下的探测精度和跟踪能力而不出现严重的杂波干扰。窄波束 还可提高系统的隐蔽性能和抗干扰能力，天线增益的提高有助于降低 发射机功率和增强接收机的灵敏度。 在毫米波防卫电子系统中，导弹制导或寻的，雷达和电子战系统 占据着极为重要的地位。近2 0 年来，人们已对各种防卫电子系统中的 毫米波技术问题作过许多考虑。由于毫米波传播特性的固有限制，大 多数实际系统都是针对1 - 1 0 1 m 距离的末制导技术、灵敏炸弹以及短距 离传感进行的。目前，毫米波作卫星系统上行和下行网络的传输实验 已经完成。实验证明，以相对陡峭角穿过大气的上行传输衰减远小于 点对点通信网络中水平传播或空地导弹中的传输衰减。 目前，毫米波系统的研制受限于两个因素：经费支撑和技术难度。 有关制导传感器、雷达和电子战系统中所需性能优良的部件研制，涉 及材料、器件、计量等众多部门，只有有关方面的全面配合，才能获 得优良的系统指标。 虽然毫米波信号受大气的影响比微波信号更为严重，但对短距离 检测和以装甲目标为背景的毫米波雷达系统，以及中等距离的毫米波 通信网络来说，常常可以把大气影响作为种优点来考虑。3 躇、9 4 # 、 1 4 0 拜口2 2 0 徉窗口频段经常被低空空地导弹和地基雷达采用。在这些 系统中，信号在晴朗的空间的往返路径损耗降至最小。远离大气窗口 中心的频率一般作为点对点网络和星( 弹) 地系统选用。 1 2 毫米波宽带倍频器的意义 电子科技大学硕士研究生论文 频率合成信号源在微波测量、通信、雷达等方面得到日益广泛的 应用。目前获得信号源主要有三种方式：一是直接频率合成，用谐波 发生器、倍频器、分频器和混频器等部件对基准频率进行加、减、乘、 除的基本运算，然后再用滤波器滤出所需要的频率，这就是直接频率 合成的基本方法。这是一种最早的频率合成方法，它具有频率转换快、 频率分辩力高、相位噪声低以及很高的工作频率等优点。但它需要很 多的硬设备( 混频器、带通滤波器等) ，整个合成器既庞大又昂贵，而 且输出频谱中有很多寄生干扰。且随频率范围的加宽寄生干扰越来越 多。由于这两方面的缺点，目前直接频率合成已很少采用。 二是锁相频率合成( 也称间接频率合成) ，锁相频率合成是利用锁 相环路的特性，使压控振荡器输出频率与基准频率保持严格的比例关 系并得到相同的频率稳定度。这种合成器具有电路简单、成本低廉、 控帛岷活、频谱纯净等优点，因而在大多数应用场合，尤其是在通信 设备中得到了广泛的应用。它的缺点是需要有一定的转换时间，最高 工作频率受限。 三是直接数字频率合成( 简称d i g s ) ，这是通过用计算机求解一个 数字递推关系或者用查表的方式直接生成所需要的输出波形，他的优 点是几乎不需要转换时间、控制非常灵活、分辨力非常高且直接生成 所需要的输出频率。主要缺陷是工作频率受至q 计算机时钟频率以及诸 如d a 变换器之类器件的限制，不易做高。 基于以上提到的三种方式，为了获得毫米波段的信号源，我们可 以由方式二的锁相环路获得性能稳定、可靠的微波信号源，然后通过 倍频器扩展到毫米波段，但是其频段不可能达到一个倍频程的带宽。 其次，我们也可以利用现有的微波测试设备扩展成毫米波段的测 试设备，填补毫米波测量的空白，既满足国民经济的发展，国防和科 研事业的需要，又替国家节约大量的外汇，这项工作具有特别重要的 战略意义和经济意义。 综上所述，研制毫米波合成扫频信号发生器的关键部件毫米波宽 带倍频器无论在技术实现方式上以及国内的实际情况来看都具有重大 意义。 1 3 国内、外宽带倍频器的研究概况 般说来，变容管和阶跃恢复二极管用于窄带和高次谐波倍频。 对于宽带倍频来说，我们般采用电阻性的肖特基势垒二极管。尽管 电阻性倍频的效率不是很高，它的效率一般不会大于1 n 2 ( n 为谐波次 数) ，但是它能实现一到两个倍频程的带宽。采用电阻性的肖特基势垒 - - - t 殴管实现宽带倍频，倍频器的带宽通常不受二极管本身的限制，而 是由其外部巴伦或混合电路结构决定。设计合理的宽带巴伦结构对于 实现宽带倍频起着至关重要的作用。在国外宽带倍频的单片集成电路 已经出现。 d a n i e lf i l i p o v i l 等设计的变容管平衡二倍频器，在输出频率为 6 - l o g h z 时，变频损耗为8 - l o d b 。此平衡倍频电路采用种新颖的巴 伦结构，实现从共面线到缝线的转换，输出端口对基波和奇次谐波有 抑制作用。 1 r a i n e rb i t z e r 采用梁式引线的肖特基势垒二基管和由微带线、 共面线、缝线构成的输出巴伦结构，在陶瓷基片上实现6 - 1 8 g 的宽带 倍频。变频损耗为9 d b ，此时输入功率为2 0 d b m ，这种体积，j 、而且廉价 的倍频器，可用来产生宽带测试仪器的本振信号。 2 a n d r e ys y a n e v 等采用的啦m t 管设计的二倍频器，由同相输入、 反相输出t 型结和混合环组成个输入巴伦，实现了6 - 1 2 g 的宽带倍 频。其变频增益大于3 d b ，对基波和奇次谐波的抑制大于2 5 d b c 。电路 是共面结构，且电路简单，所以适于制作成i 娅w i c 。 3 s a m a a s 采用肖特极势垒二极管和利用类似于k a r c h a n d 平面巴 伦结构的输入、输出巴伦，实现了1 6 到4 0 g h z 的二倍频器。其变频损 耗为1 2 d b ，输出功率2 d b m ，对基波的抑制为2 0 d b c 。 4 国内在宽带倍频方面也已取得了一定的研究成果，但主要是利用 波导结构做为输出巴伦结构，实现从不平衡到平衡的变换，来实现宽 带倍频的。在毫米波段，由于波导的截止频率的限制，只能实现 2 6 5 - 4 0 g h z 的宽带倍频。其次是输出要通过波导到同轴的变换，增加 了电路的复杂性。因此，采用种新型的电路结构来实现2 0 - 4 0 6 h z 的宽带倍频，具有重要的意义。 由于国内工艺水平的限制，我们不可能采用单片集成的电路结构。 本课题采用了悬置微带混合集成电路的形式对2 0 - 4 0 g h z 的宽带二倍 频器开展研究，为把微波频段的信号源扩展到毫米波段做了进一步的 努力。 1 4 本论文的主要工作 本课题选用梁式引线的肖特极二极管来作为非线性倍频元件， 电子科技大学硕士研究生论文 由于电阻性二极管并不限制倍频器的带宽，所以输入巴伦结构和输出 电路的设计是本论文的主要工作。尤其是巴伦结构的设计决定了宽带 倍频的带宽，因此选择恰当的巴伦结构尤为重要。本论文采用了悬置 微带的m a r c h a n d 巴伦结构，用咿e e s o f 软件对其进行了近似的分析， 然后用a g l e n ta d s 软件中的矩量法对其进行了精确的分析，使其达 到了一个倍频程的带宽。 通过谐波平衡法对2 0 - 4 0 g h z 的宽带倍频器进行了分析，优化。并 用悬置微带集成电路的方式完成了工作于2 0 一4 0 g h z 的宽带倍频器。 倍频器的电路结构框图如图所示： 3 d b 衰减器的作用是降低输入驻波。 出 电子科技大学硕士研究生论文 第= 章宽带倍频的工作原理 输入信号加到一个非线性器件上能产生包括基波在内的所有频率 的谐波，很明显输入正弦信号越大，产生的输出谐波电流就越大。为 了有效的实现宽带倍频，采用了电阻性的肖特极势垒二极管。我们采 用输入巴伦的电路结构，个良好的巴伦可有效的实现奇阶谐波与偶 阶谐波的分离，即输入回路中仅有奇阶谐波分量，输出回路中仅有偶 阶谐波分量，有效的抑制了基波而不需要难以实现的宽带滤波电路。 由于其输出谐波中二阶以上的谐波其输出功率很小，所以倍频器的输 出谐波中主要为二阶谐波，大大的降低了变频损耗。 为了具体分析宽带倍频电路的特性，我们首先对非线性器件的倍 频特性进行分析，然后再研究反向串二极管对电路的倍频特性和我们 所采用的具有输入巴伦结构的宽带倍频特性。 电子科技大学硕士研究生论文 2 1 非线性器件的特性分析 我们知道，一个非线性电导( 如图2 卜1 ) 的i v 特性满足非线 性函数i = f ( v ) ， ( 2 1 1 ) 当f “) 在一定的区间内有限，我们可以将函数f ( v ) 在此区间内用幂函 数的形式展开为 ，= ，( 矿) = a y + 6 p2 + c v + ( 2 1 2 ) 其中，a 、b 、c 为常、实系数。当激励信号 v = v ( ，) = m c o sw t ( 2 1 3 ) 将( 2 1 3 ) 代入到( 2 1 2 ) ，第一项为： f 。( t ) = “( ，) = 口蚱s w t ( 2 1 4 ) 同样，第二项为 ( ，) ：b y2 ( f ) ：昙6 2 ( 1 + c o s2 w t ) ( 2 1 5 ) 第三项为 f t ( t ) - - 矿( f ) = c h ( 3 c o s w t + c o s 3 w t ) ( 2 1 6 ) 臼 i = a v + b w - + c v 非线性中器件中的总 电流为j ：( t ) 、i r ( t ) 、 图( 2 卜1 )和k ( t ) 等之和。它是由一些新 的频率分量组成。在( 2 1 2 ) 中，高次的项产生更多的频率分量，由 n 次项所产生的频率分量称为n 阶频率分量。非线性器件因此而产生 了一系列的谐波分量，这就是非线性器件的谐波特性。 同时，我们从式( 2 1 2 ) 可看出，电压的偶次项只产生偶阶谐波 分量，奇次项只产生奇阶谐波分量。 2 2 非线性器件反向串联的倍频特性 图( 2 2 _ 1 ) 示出了两个相同非线性电导器件的反向串联情况， 其中v a - 1 n 嘲，则 电子科技大学磺士研究生论文 图( 2 2 一1 ) - v o ( t ) + 图( 2 2 - 2 ) l = 以叼= 口矿+ 6 矿十c 矿+ d 矿+ e 矿+ l e = f ( - - v ) = - a v + b c p + d 矿一p 矿+ 其输出电流为 ( 2 1 7 ) ( 2 1 8 ) ，z j l 5 罐r ( 一v ) = 2 b v2 + 2 d v + ( 2 1 9 ) 即，在负载r i 上的输出电流是跨于非线性元件上的电压的偶次函数。 这样，在正弦激励下，负载电流和电压仅含有偶阶谐波。其环路电流 i l o o p 是 i l o o p = i a = 厶；口矿+ c 矿+ p 旷+ ( 2 1 1 0 ) 显然，l l o o p 是电压的奇次函数，所以，环路电流必须包含其端电压 波形中频率的奇阶谐波。和反向并联连接叫羊，反向串联连接也可以 把奇、偶阶频率分量分开。此时偶阶分量电流只在外电路中流动。 偶阶和奇阶电压分量v e ( t ) 和v o ( t ) 以及偶和奇阶电流分量i e ( t ) 和i o ( t ) 在电路中的分布状况，示于图( 2 2 - - 2 ) 中。这里v o ( t ) 中不 电子科技大学硕士研咒生话夏 包含基波频率分量。由于负载电流i l ( t ) 中仅含有偶阶分量，所以， 负载两端仅有v e ( t ) 。虽然，在奇阶频率上，元件b 没有直接短路元 件a ，但环路的整个下半部分短路了环路的整个上半部分。这样，就 可以把反向串联联接的器件分解为单器件等效电路，其等效电路如图 ( 2 2 - 3 ) 所示。 v 妁 图( 2 2 3 ) 图中的负载电阻已吸收进介入网络。因此，这个电路的介入阻抗，在 偶阶频率上是z ( ) + 2 r l ，在奇阶频率上是z ( ( - ) ) 。在图( 2 2 3 ) 中， 环路电流i ( t ) 由奇和偶阶分量组成，即i ( t ) = i e ( t ) + i o ( t ) 。在频域， 这些分量很容易被分开，输出功率可以从i e ( t ) 的所需要的频率分量 和2 r 辣得。 图( 2 2 - 1 ) 、( 2 2 - 2 ) 中的双激励源必须用某种类型的巴伦( b a l u l l ) 或1 8 0 度电桥来实现。为了实现宽带倍频，我们采用了用于实现宽带 倍频的m a r c h a n d 巴伦结构。 2 3 单平衡电路的宽带倍频原理 平衡倍频器的重要特征是在输出端基波的内在抑制特性。这在 电阻性倍频器中是非常重要的，因为它的倍频效率非常低，如果没有 基波的抑制，基波输出功率可能比谐波要大许多。单平衡电路要求在 输入端或输出端有一个巴伦；双平衡电路在输入、输出端都需要一个 巴伦。单平衡电路可能会由于提供二次谐波回路而使电路结构变复杂、 带宽相对变窄。 图( 2 3 2 ) ( t ) 山j ：1 ，的分析我们知道，在常见的单饩：f 卉频电路一h n i 】罔( 2 卜1 ) 所求、r j 一个i 土压波形加在二极管l ：l l , j ，山丁_ 二 及僻的非线性，“，| i 的ic i 流包括所有谐波分量。而对丁- 具有输入巴伦的反向f h 联- 二撇管 对，外部总电流将只包含偶阶谐波分量，奇次谐波电流只在环路， 1 流 动。如图( 2 3 2 ) 所示，我们由一个单平衡电路一输入巴伦结构， 来提供上节所述的双激励源，在宽频带内实现倍频。两二极管对于输 入端来说是反向串联的，对于输出端来说足并联的。奇次谐波电流只 在由二极管和变压器的次级组成的环路中流动；在每频时，变瓜器将 由具体的巴伦电路来取代。 下面我们具体分析一下具有输入巴伦的倍频特性。如图( 2 3 2 ) 所示，输入信号由巴伦电路实现幅度相同、相位相反的两路信号，分 别加在两个二极管上。电阻性肖特极二极管的i v 特性为： i ( v ) = f ( v ) = i s e x p ( a v ) 一i ( 2 2 d 其中，i s 是反向饱和电流，a 是只与二极管本身和温度有关的常数 i l = f ( v ) = i s e x p ( a v ) 一1 ( 2 2 2 ) i 2 = f ( 一v ) = i s e x p ( 一a v ) 一1 ( 2 2 3 ) 输出电流i l = i 1 + i 2 = i s e x p ( a v ) + e x p ( 一a v ) = 2 i s c o s h ( a v )( 2 2 4 ) 上式可展开为： i l = 2 i s i o ( a v ) + 2 1 2 ( a v ) c o s 2 ut + 2 1 4 ( a v ) c o s ( 4 ( ) t ) + ( 2 2 5 ) 其中，i n ( “) 是n 阶第二类修正贝塞尔函数。它包含一个直流项和 偶次谐波项，而环路中的电流为奇次谐波项，从而实现了奇阶谐波电 流分量与偶阶谐波电流分量的分离。 由上面的分析我们可以看出，利用单平衡的输入巴伦电路结构， 就能够有效的抑制基波，实现宽带倍频。输出电流的波形如图( 2 3 2 ) 所示。同时可以看到，外电路对奇次谐波的抑制度还取决予二极 管的对称程度，利用现有的工艺条件把二极管焊接在电路中，我们只 能尽量减少二极管对的不平衡性的影响。其次，在输出回路中，我1 f j 对二次谐波进行匹配和提供高次谐波、卣流网路，有效的降低r 变频 损耗。 皇至型茎查兰堡圭里墨兰垒塞一 第三章 2 0 - - 4 0 g h z 宽带倍频器的设计 上一章主要论述了倍频器的工作原理。要实现一个性能优越的实 际毫米波宽带倍频器电路，输入、输出电路的设计非常重要，尤其是 输入巴伦的设计，因为巴伦的带宽对倍频器的带宽起着决定性的作用a 下面我们首先介绍一下几种重要的巴伦结构；然后再具体阐明我们所 采用的巴伦结构及宽带倍频器的设计过程。 3 1 巴伦简介 所谓巴伦就是平衡一不平衡的变换器( b a l a n c e u n b a l a n c e ) ，在 单平衡和双平衡倍频器、混频器中都要应用巴伦。它的作用是将高频 信号从单端输入变成平衡输出，并完成阻抗匹配。这里我们要用电压 象定义下文常用的两个概念，幅度的平衡性指的是两路输出信号幅值 之比幽：1 ；相位的平衡性指的是一嗄吃仿) = 1 8 妒。图( 3 卜1 ) 是巴伦 i l 的低频电路。 从图可见，巴伦初级的端是接地的，初级是不平衡端口。巴伦 次级两端都不接地，对地都具有高阻抗，因而次级是平衡端口。- m 次 级两端与地之间都接有负载电阻时，它们对地产生的电压大小相等而 方向相反，即 孥1 匕( 3 1 1 ) 幽銎从初= y 阻为 图( 3 1 1 ) 改变变换器的匝数比。可使输入电阻与信号 源电阻相等而达到匹配。 巴伦的线路和结构随工作波段不同而不同，在微波倍频器中常用 的巴伦有下面几种。 一、同轴线巴伦 5 1 2 图( 3 卜2 ) 图( 3 卜3 ) 图( 3 。卜2 ) 是同轴线巴伦的结构示意图。它由一段长度为h 的 同轴线构成。其中长为1 的一段外导体不接地，离地高度为h 。外导 体接地的左端是不平衡端口，其右端内外导体都不接地，它们是两个 平衡端口和。由于内导体受外导体屏蔽，端对地的阻抗很高， 理论上为无限大。端对地的阻抗取决于外导体离地端与地板形成的 传输线的输入阻抗。假设这段线的特征阻抗为砧无损耗的情况下， 终端短路的长度为1 的传输线的输入阻抗为 z 3 = j z c a t g ( 3 1 3 ) 式中口：兰至i 入是工作波长。 于是，可将同轴线巴伦绘成如图( 3 卜3 ) 所示的等效电路图。由图可 糯 鲁= 警= - l + j 土z , 3 t g o ( 3 1 一4 )k 乙 喵刨 通常取1 = 九o 4 ，xo 是信号频段中心频率所对应的波长。由上式可见， 当入= 九0 时0 = 9 0 0 ，则 甚- 1 邶 ( 3 1 5 ) 满足平衡要求。当九九0 时，0 9 0 0 平衡度被破坏。巴伦的相对带宽 内振幅的不平衡度为 2 棚2 ( 一够i o ) a o ( 3 1 6 ) & kn k 4 5 ” 式中0 是巴伦的相位不平衡度，即砭与嵋的相位差为( 1 8 0 0 口) 。 为了进一步增加巴伦的带宽，需要采用电抗补偿。在图( 3 卜2 ) 的平衡端涸i 上接入同样长度为l 的短路线，设其对地的特征阻抗也等 皇王跫塾查鲎堡圭堑塞兰鎏兰一 于z 。，因而它对端的输入阻抗也是z3 。端对地的总阻抗也是z 3 与m 的并联。由图( 3 1 - 3 ) 可求得： 垒：一圣型鱼! 圣2 ：一1 吒r z 3 ( + z ，) ( 3 1 7 ) 可见7 形与频率无关，理论上巴伦的带宽可无限宽。但是当信号波长 xm 2 f 霉入0 2 时，平衡端对地的阻抗z 3 l i l ，负载& 被旁路，几乎 没有功率传输到负载，巴伦失效。因而，这种巴伦的频带还是有限的。 但是经过这种补偿后，巴伦的频带可大大的增加，可达几个倍频程。 二、具有反相器的共面混合环型的耦合器 6 共面线( c p w ) 、共面带状线( c p s ) 、微波共面不对称带状线( m c s ) 、 缝线特性如表1 所示。 表l 结构类型传输模式基模数目辐射损耗 c p w 不平衡准t e m 模 2 低 c p s 平衡准t e m 模 1 中 缝线平衡t e 模 1 高 m c s 不平衡准删模 1中 由于c p w 、c p s 、m c s 、缝线与地在同一个平面上，所以易于实现串、 并联和有源器件的集成，而且较好的适合于高频电路结构。图( 3 1 _ 4 ) 为耦合器电路的原理结构，这种电路结构的特点是：隔离性极好；输 出端口之间的相位! 差为1 8 0 0 0 0 。输出端口的功率比正比于幅值的平 方k s i n o z y , s i n b l 。如果0l = e ：，则功率比正比于环的两个导纳比 的平方。上述特点都与频率无关，这就增加了电路设计的灵活性。既 可设计成窄带，又可设计成宽带的功率比任意的耦合器。 图( 3 卜5 ) 为具体的3 d b 耦合器的电路结构，它由一个具有宽 带蜒s 反相器的环型线构成。此耦合器具有四个同相t 型结，三个臀 埏堕和一个由啦s 和c p s 混合组成的具有宽带反相器的臂。反相器为 由平衡线c p s 构成，它是通过两条线的交叉改变了电场的方向从而实 现反相的，实现了从不平衡到平衡的变换。t 型结处的空气桥有效的 抑制了共面线处的缝线模式。此耦合器的特征阻抗选为z o ( z 。为5 0 欧) ，环形线的特征阻抗为1 2 8 z o ；环形线的电长度在中心频率处取 o ，= 0 产9 0 0 。这种具有反相器的共面3 d b 耦合器与以前的3 d b 耦合器 i ! ! 趔叫 图( 3 1 _ 6 )图( 3 卜7 ) 如图( 3 i - 6 ) 所示为三线巴伦。这一三线巴伦结构可以通过两 个相同耦合线组成的定向耦合器的组合来实现( 如图3 卜7 ) 。其s 参 数矩阵为： 眵k ( 口= 9 0 4 ) 2 【；。j j( e 为耦合器的电长度) p k 9 0 0 ) 2 【0 刊( 3 1 8 ) 这两个耦合器电路的组合产生下列的s 参数矩阵，其与三线巴伦的s 参数矩阵相同。 皇至型塾查兰堡主婴壅生丝塞一 0j | 压一j | 风 陋k ( p - - - 9 c ) = lj 眨l 2 1 2 i ( 3 1 9 ) i 一压1 2 1 2 对于不对称定向耦合器，其s 参数矩阵为： 。= l i 地- 哗l + 华匦 i d1 j 印+ 线石豚。乙商。脚醌。 剧印吣卅】；删冱 h 删吲厕q 1 + 龋耕豸夏，1 - d + 镯瓜勰趟，脚五乙i ( 3 1 1 0 ) 其中x ：1 + 卢2 ( 一l + 2 y o l 乙z 。) y = l 一2 4 风l 蕊乙+ 2 t o l ( y o i + 卢2 0 2 ) z 。乙 使( 3 1 1 0 ) 与( 3 1 8 ) 中的参数分别对应相等，则得到 厂胪刘嚣 l ：4 z o 。一冬玺 6 0 i ( 3 1 1 1 ) ：? j 巴伦的输入、输出阻抗，耦合线参数z o l 和z 0 2 的值并不是唯一的。 z o l 和z 0 2 不同的选择可得到不同的带宽。 由三条耦合线构成的六端口电路与由两耦合器构成的六端口电路 之间的等价关系是设计三线巴伦的基础。通过三耦合线的标准模式参 数与两耦合线的c 一模“一模式y 矩阵参数之间的相等关系，可得到其 三线巴伦的物理结构尺寸。 三、以对数为周期的平面、宽带巴伦 7 这种结构以对数为周期的天线理论为基础，其带宽可大于一个倍频 程。输出相位不平衡性为 1 8 0 。+ 1 0 0 ，幅度不平衡度在0 5 d b 内。 图( 3 1 - 5 ) 为带宽可达个倍频程、具有五节谐振结构的、以对数为 周期的巴伦。谐振器的长度和它们之间的间距以 咖= d 。以= “以= + - 肌( t 1 ) ( 3 - 1 1 2 ) 相关联。 以对数为周期的巴伦结构，其典型的单元如图( 3 1 6 ) 所示。在 有奇数个谐振单元的巴伦中，其中间单元谐振器的长度为x o 2 ( 入。 为其带内中心频率的波长) 。如果t 值一定，则由上式就可得出各谐振 器的长度和它们之间的间距。这种巴伦结构以微带线实现之，其传输 线的特征阻抗选为5 0 欧。但是其输入、输出端的反射太大，在宽频带 内不容易实现匹配。 图( 3 卜5 ) l nl n 0 0 8 0 u 图( 3 1 咱) 当然，用于实现宽带倍频的巴伦还有许多种，：0 在这里就不再一 一概述了。大家可以根据需要选用适合的巴伦。我们选用的是悬置微 带m a r c h a n d 巴伦结构。下面我们先介绍一下悬置微带的特性和其耦合 线结构。 3 2 悬置微带的特性及其宽边耦合结构 3 2 1 悬置微带的特性 与微带线相比较，悬置微带有以下优点：对于相同数值的阻抗z o ， 由于悬置微带具有较宽的导带和上下两个接地板，导体的损耗饰较 小；由于悬置微带的导带较宽和场大都分布在空气中，电路参数z l 和 相对介电常数_ 矿，因q 的变化和结构的不准确性而引起的变化较小； 电子科技大学硕士研究生论文 悬置微带与微带线相比还较容易实现较高的阻抗。缺点是：电路的小 型化难以实现；由于腔体也作为一个电极，所以对腔体结构的准确度 和上下腔内表面的光滑度要求特别高，并且增加了混合电路元件( 例 如：并联元件) 实现的复杂性。这也是我们电路加工中实际存在的闯 题。 悬置微带线传输的基本模式主要为t e m ，电场线的分布如图( 3 2 - 1 ) 所示。在静态场的分析中，电路参数z l 和。矿， 由w b 、h b 、和 怕决定。w 为导带宽度，b 为上、下腔的间距，h 为基片的厚度，t 为金属导带的厚度。在高频可以传输的频率范围受具有插入介电层的 波导模式纵向磁波i _ s m l l ：最低的截止频率所限制。 3 2 2 悬置微带的宽边耦合结构 1 0 耦合线结构广泛的在定向耦合器、滤波器和其它重要的传输线装置 中应用。在均匀媒质中的耦合线有相同的偶、奇模相速，其中带状线 几乎具有相等的偶、奇模相速度( 比率小于1 3 ) 。但是在非均匀媒质 中的偶、奇模相速度是不相等的。一般认为要尽量避免偶、奇模相速 度的不相等，但是具有大的偶、奇模相速度的比率也能被用来满足一 些电路的设计要求。正如我们所设计的宽边耦合的巴伦结构正是利用 了悬置微带宽边耦合的偶、奇模相速度的不相等特性来实现的。 车匡塑王 ( 3 2 _ 2 j 电子科技丈学硕士研究生论文 图( 3 2 - 2 ) 为悬置微带的基本结构及其变形结构。由计算得出 耦合系数、奇、偶模的阻抗和奇、偶模的相速度，其结果以设计曲线 的形式给出。悬置微带中并不传输纯的t e m 模，但是由于纵向电场和 磁场同横向场分量相比较十分小，通常被忽略掉。以准t e m 模为基础， 可以由一个两维的拉普拉斯方程可邻( x ，y ) = o 和边界条件得到阻抗、 相速和耦合系数的解。首先由g i s h 和g r a m e 的方法 1 1 得出奇、偶模 的电容，奇、偶模的阻抗、相速和耦合系数以电容的形式表达为： 奇模阻抗：乙。习蚕两l ( 3 2 一1 ) 徽龇：弘赤( 3 2 - 2 )v r v l 。种l 一 黼遗匕= v ，辱( 3 2 - 3 ) 偶模相速： f 万 气“f 蚊瓦 耦合系数：f ：呈：丝垒二霉：耋呈垒( 3 2 - 5 ) c f “c 。+ c j w c ” v ，为自由空间的光速；c 三 为在介电媒质中的每单位长度中 的偶、奇模式电容；咒 为在自由空间中的每单位长度中的偶、 奇模式电容。 ( 6 c b ) ( 3 2 - 3 ) 奇、偶模的电场线如图( 3 2 - 3 a 、b ) 所示，由于结构的对称性， 只取其中的1 4 就可以了，每一模式总的电容为其值的四倍。电容值 r h 下面的计算公式得出： e ：丽 g 0 为格林函数，盯为中心导带的电荷密度。 奇模格林函数由下式给出： g 。口。) ? 兰3 争f 墅如：墅：，；! ：! ，墅：。! 墅：。； 1 0 ；y ；d ，立一l 墅如墅t 堡：1 2 墅二型坐盔一i sj ，s 1 相扁* l 号陆1 0 0 a ，- d 蚰，l ( 6 一d ) + g l 血，- ( 6 一d ) 曼i n h y d 】i 上手 查：，生堕h 堡_ 尘o d s ，s 。， “詹“晤k “，( 川m ：“。“坩u 颤2 ，；j 其中以；( n 州2 由 每模式在中心导带上的未知电荷的密度以余弦级数的形式展开。 奇模电荷密度的近似表达式为： 删= 萎叫掣i ， 把格林函数和电荷密度函数代入( 3 2 - 6 ) 式中并且进行积分运算，就 可算出奇模的电容。 奇模电容的表达式为： 其中 ( 3 2 1 1 ) ( 3 2 - 1 2 ) 驴丽蔬嚣裟兰磊而( 3 2 - 1 3 )1 ：h 由一越n 唬( 6 一曲+ 由_ ( 6 一曲| i i | 如卅 ( 3 亵 堕： 以 电子科技大学硕士研究生论文 偶模电容具有类似的表达式。一般说来，因为的级数和对应的偶 模级数的收敛速度是较慢的，所以用快速收敛的形式来进行数值计算， 这种快速收敛的形式以文献 1 2 中提到的围线积分的方法得到。 通过调整如图( 3 2 - 2 ) 所示的结构参数能够得到一个较宽范围内 的模式相速度。如果中间间隙的介电常数大于上下层间隙的介电常数， 则偶模速度大于奇模速度；如果中间间隙的介电常数小于上下层间隙 的介电常数，则偶模速度小于奇模速度。如果三个介电常数相同，则 奇、偶模相速相同。如图( 3 2 - 4 ) 、( 3 2 - 5 ) 和( 3 2 6 ) 所示当介电 常数小于1 6 时，v e v o 的速度比率变化范围为0 4 3 ( v e t o ) 2 9 。 由于场的边缘效应，使介电常数增加到大于1 6 时，并不能有效的增加 速度比率的大小，特别是对于相对窄的中心导带来说。 。枷卜i 1 1 0佩 枷 山似 一r i 删 咄- _ k 一 1 8 0 i | j i ， 7 厅 f 啭 1 l - - 扣， i印l o 坤 ： 挑 ，布 一 却 j 电子科技大学硕士研究生论文 图( 3 2 6 ) 当a b = 4 ，中间介电层的厚度为t = o 1 b ，上下层为空气介质时， 其奇偶模相速比率、奇模相速和奇偶模阻抗如图盘张蜥示。增加中间 介电层的介电常数或者中间导带的宽度，都能增加偶奇模相速比率和 减少奇偶模阻抗。尽管没有在图中示出，当w b = a b 时，相速度快速 成为零。当中间导带w b = o 8 和= 1 6 时，能够得到大约为3 的速度比 率。耦合系数随着如和中问导带的宽度的增加而增加。 裱 翻 图( 3 2 - 7 ) 图( 3 2 啕) 当a b = 4 ，空气作为中间介质层，中心导带之间的距离为t = o 1 b ，对这 皇王型垫查兰堡圭堡塞圭堕苎一 种情况，偶奇模相速的比率( v e v o ) 小于l ，并且随着介电常数日和 中心导带宽度的增加而减小。当w b = 0 8 并且屯2 1 6 时，相速比率大 约为0 4 5 。耦合系数随着蜀的增加而减少，随着中心导带的增加而增 加。 当w a 和t b 保持常数而a b 在0 1 到1 0 之间变化时，相速、阻抗和 耦合系数参囊文献姆当a b = l o 时，8 ，= 2 0 时，偶奇模相速的比率大约 为3 2 5 。当a b 从o 1 变化到1 0 时，耦合系数几乎从o 变化到1 。 以上介绍了封闭在矩形腔体中的宽边耦合线的特点。由此结构，我 们可以得到较大的偶奇模相速比以及偶奇模阻抗比a 下面将要介绍的 巴伦结构就是以此宽边耦合线的相互连接来实现的。它通过适当的设 计来尽量的使偶模阻抗尽量大，奇模阻抗尽量小；从而使其输出为奇 模，抑制了偶模，实现了从黜到平孵的变换。 3 3 巴伦结构的网络模型及其s 参数 3 3 1 巴伦结构的网络模型 1 3 通过解一般的耦合线的电报等式，得到以标准模式参数为基础的 不对称悬置微带耦合线模型。关于标准模式参数的详细论述，大家可 以参考文献 “ 。标准模式参数包括不同的相速度( 心、k ) ，在两 导体上的电压的比率( r 、r ) 和线的特征阻抗( 忍。、互：、乙、 z f ： ) ，它们能直接通过电容和电感矩阵得到。如果耦合线是对称的 ，i l !表3 f、 5 l ! 丝堡+ 墨鲤堕墨l 堡丝+ 墨i 豳垦墅i ! 塑+ 燮i ! ! 丝壁a ! 苎堕+ 整4 1 堡垒、 i ! 。! ! 壹+ t ! ! 堕鱼! ；n ! ! j + ! d ! ! ! ! ! 垦5 9 t ! 垡墼+ 1 2 ；! 咝5 2 i ! ! ! ! 堡+ ! j ! 咝 i 整也盟墨己塑丝墨丛鲤堡+ 蹈艘盟燃+ 整攫蝗盛t 竺盟j 圣i ! 笔墼。f l 鼢盛邋：邀邋搬趱邀i i ! g i ! ! ! + 8 a 2 咝二s ! i ! ! j 曼+ 8 i ； 塑生堡1 2 i ! ! 苎璺+ ! ! ! ! ! 垦i i ! ! ! + 1 2 ! ! ! 生j 足足 - g q az 知足属，il q 以l 一吒风 l 墨限卜置限 l 嵋风 耦合线，则两种模式分别对应着奇偶模激励的情形。由标准模式参数 得到的一段耦合线的矩阵如表3 1 所示，见和以是耦合线的两种模式 的电长度。 表3 1 中的z 矩阵的每一个元索是两项之和，一个是由c 模式的电长 度决定，另一个是由“模式的电长度决定。如图3 3 一所示，这两个 矩阵中的每一个都可以用一段传输线和两个变换器来表示。传输线部 分是种模式的电长度，传输线的阻抗取决于那种模式的特征阻抗， 皇至型墼塑塑型唑生一 两个变压器的转换比率是对应耦合线模式的两个导体上的电压比率。 最终的四端口网络模型由这两个网络串联得到，结果如图3 3 - 1 所示。 在耦合线模型的推导中，如果是y 矩阵，而不是z 矩阵被用，另外的 模型能用同样的方法得到，它们之间是彼此等价的。通过对耦合线施 加不同的端口条件，可以得到不同的两端口电路的模型。 图3 3 - 1 i 3 b j 5l 一 ： 【 2 2 0 口 o 03 d o03 口 00d 8 l “ 三 2 0d 0 ， 3 1l 。 1 r r ， 1fn 图3 3 2 若把如图3 3 - 3 所示的两段耦合线串接，则构成与m a r c h a n d 巴伦 结构相似的两层单片巴伦电路 图( 3 3 _ 3 ) 的结构( 如图3 3 4 ) 。1 端口为微带线输入的不平衡端口，下面的2 、 3 端口为平衡输出端口。应用上面所提到的不对称耦合线结构的网络 模型，则可以得到此巴伦结构的网络模型。此巴伦结构与同轴线 l 妞c h a n d 巴伦的不同之处有两点：一、在不同层的传输线部分并没有 完全彼此隔离；二、在这个平面巴伦电路中，由于结构的不均匀性， 传输线部分有不同的电长度；而同轴线i 缸a r c h a n d 巴伦有相同的电长 度。应用网络理论我们可以得到如图3 3 - 5 所示的模型。由于耦合线 结构的不均匀性，传输线部分有不同的电长度；模型电路中的t l 、t 2 、 t 3 和t 4 代表了传输线部分之间的耦合。 皇王型丝查兰堡主旦塞兰兰兰一 如果选择耦合线的结构使r m l ，比皎大，其它的变压器可以被 如图3 娜所示的类似予m a r c h a n d 巴伦模型电路的相应的连接形式所 代替。在图3 3 _ 6 中( z 。，吼) 为巴伦输出端口对圈脚封麦线部分。 此为巴伦结构的网络模型，根据此模型进行网络综合，可以假设为所 有的传输线部分具有相同的电长度，来进行近似的设计。c l t s a r 和 艮c g u p t a 利用此综合过程设计了个单片双层的平面巴伦。 图( 3 3 _ 6 ) 3 3 2 巴伦结构的s 参数分析 1 5 根据耦合线的准删模式参数，并且考虑到c - 和n - 模的相速的 不同，可以得到如图3 3 q 所示巴伦结构的s 参数。具体的s 参数表 达式请参看文献 i 5 。 由巴险结构得到的其s 参数矩阵形式为： 0 s l ；fs 。： l s ，鞫 根据网络的无耗性，由式 杰s 。s 。= 吲2 = t k - i j = 1 。2 1 2 ( 3 3 1 ) 当j = 1 、2 和3 时，分别给出方程 ( 3 3 2 ) 由式 蔗s s = 陆1 2 = ： 【s h = 0 “1 i j ：j = 1 ，2 ，n ( 3 3 3 ) 当i = l ，j = 2 时，给出方程 墨l s ”= 0 ( 3 3 4 ) 式( 3 3 4 ) 要求s 3 l 与s 3 2 中有个等于零，再从式( 3 3 2 ) 的鲕两 个方程得知，当s 3 l 与s 篮中有个为零，贝l j s m ：l ，且s 3 t 与s 3 2 中的另 个也必为罨即有s 3 l - s 锄。将它们带入到式( 3 3 2 ) 后个方程 中，可知l s 3 ，1 2 = l 。这就说明了三者不能同时为零，既三端口无耗、 可逆网络不能同时得到匹配。因此得到的最佳的s 参数矩阵形式为： 吲= o e j 8 暑 e 一 一万 e 一e 一 压压 一y e j f 22 e ne n 22 可以给其s 参数等式施加一定的条件，使其由耦合线。 ，i l 的模式 参数满足e 面的矩阵形式。p m a d a ls c h w i n d t 和c a mn g u y e n 根据无 源网络综合技术，指定其传输系数b ，1 2 频率响应，得出其模式参数所 满足的设计等式；其次由$ 2 1 = - 5 3 1 的条件，得出另外的设计等式。在 耦合线一定的取值范围内，由计算机根据频域规则计算其模式参数得 f i 31