（信号与信息处理专业论文）射频接收技术的研究——低噪声放大器的研究.pdf

摘要 随着无线通讯技术的快速发展，对成本低，功耗低，集成度高的高性能器 件和集成电路的需求大大增加，其中射频前端的集成是最为困难的。鉴于s i g e h b t ( 锗硅异质结双极晶体管) 既具有s i 器件成本低、集成度高的优点，又 具有g a a s ( 砷化镓) 器件的高频率特性，因此基于s i g eh b t 的射频集成电路 设计已成为目前的研究热点。本课题就是基于s i g eh b t 低噪声放大电路的设计 研究。 本论文在对无线接收系统及集成电路器件特性分析的基础上，着重对低噪 声放大器( l n a ) 的性能：匹配，噪声，线性度，稳定性进行了分析，并介绍了 一种新的宽带匹配方法。基于本文分析得出的理论和方法，设计了两个l n a 电 路并采用0 3 5 u ms i g e 工艺对电路进行了仿真验证。其中l n ai 利用l c 梯形滤 波器技术可实现i g 1 6 5 g h z 的宽带匹配，噪声系数为2 4 5 d b 。l n a 可实现多 频带3 种不同模式的切换，其中高增益模式的噪声系数小于1 6 d b 。最后本文完 成了l n a 版图的设计并总结了射频集成电路版图的设计要点。 关键词：s i g eh b t ；低噪声放大器；匹配；噪声系数；版图 a b s t r a c t w i t ht h ew i r e l e s sc o m m u n i c a t i o nt e c h n o l o g i e sb e i n gg r e a t l yd e v e l o p e di n r e c e n ty e a r s ，l o w - c o s t ，l o wp o w e rc o n s u m p t i o n s ，a n dh i g hi n t e g r a t i o nd e v i c e sa n d c i r c u i t sa r eb e i n gg r e a t l yr e q i u r e d i nt h e s ec i r c u i t s ，t h ei n t e g r a t i o no fr ff r o n t - e n d c i r c u i ti st h em o s td i 伍c u l tt oi m p l e m e n t s i g eh b tn o to n l yh a st h es a m el o w c o s t a n dh i g hd e n s i t ya ss id e v i c e ，b u th a st h es a m eh i g hf r e q u e n c yp e r f o r m a n c ea sg a a s ， s os i g eh b ta n di t si n t e g r a t e dc i r c u i ta r eb e i n ga p p l i e dw i d e l yi nw i r e l e s s t e l e c o m m u n i c a t i o n t h em a i nw o r ko ft h i sp a p e rc o n c e n t r a t e s0 1 1s i g eh b tl o w n o i s ea m p l i f i e r b a s e do na n a l y s i so nw i r e l e s sr e c e i v e r sa n dc h a r a c t e r i s t i co f i cc o m p o n e n t s ，t h i s p a p e re m p h a s i z e so nt h ea n a l y s e so ft h el n ap e r f o r m a n c e s ：m a t c h i n g ，n o i s ef i g u r e ， l i n e a r i t y ，s t a b i l i t y ， a n dan e ww i d eb a n dm a t c h i n gm e t h o di si n t r o d u c e d u s i n gt h e t h e o r ya n dm e t h o dp u tf o r w a r di nt h i sp a p e r t w oo 3 5s i g el n a c i r c u i t sa r ed e s i g n e d a n ds i m u l a t e d i nl n ai 。al c l a d d e rf i l t e rt e c h n o l o g yw a su s e dt oa c h i e v et h e b a n d w i d t hf r o m1 g h zt o1 6 5 g h z t h el n ah a saw o r s ec a s en o i s ef i g u r e ( n f ) o f 2 4 5 d b l n ai ic a na c h i e v et h r e ed i f f e r e n tg a i nm o d ea n dn o i s ef i g u r e ( n f ) l e s s t h a n1 6 d b f i n a l l y ，t h i sp a p e ri n t r o d u c e st h el n al a y o u ta n ds u m m a r i e st h ek e y s t o n e o ft h er fl a y o u t k e y w o r d s ：s i g eh b t ；l n a ；m a t e h ；n o i s ef i g u r e ；l a y o u t 插图索引 图i 1m m 的s i g e h b t 剖面图 图2 1 直接转换接收机 图2 2 超外差接收机 图2 3h a r t l e y 接收机 图2 4 交织型接收机 ：i 。4 ! i ! ； ! ； 8 1 0 图2 5 本设计的接收系统。 图3 1 平板电容 图3 2 横向电通量电容的例子 图3 3 粗略的栅电容模型演变 图3 4 正方形螺旋电感的版图 图3 5 螺旋电感的集总元件模型1 4 图3 6 s i g e h b t ( 实线) 和s i b j t ( 虚线) 的能带比较图1 6 图3 7 s i g e 船t s 和s i b j l r 的g u m m e l 图形的比较1 6 图4 1 共发射极( 左边) 和c a s c o d e ( 右边) 的电路图1 8 图4 2 低噪声放大器的等效输入阻抗的模型 图4 3 对三级管的仿真电路及其仿真结果 1 9 2 0 图4 4 当v c e = 0 时双极性三极管的等效结构。2 0 图4 。5 电感偏置电路 图4 6 电阻偏置电路 图4 7 双偏置电路 2 1 2 2 图4 8 本设计中的偏置电路2 6 图4 9 带电感负反馈晶体管的等效电路2 7 图4 1 0 无源元件窄带匹配电路图2 7 图4 1 1 低通滤波器。 图4 1 2 i f 氐通滤波器转换为带通滤波器的转化规则2 8 图4 1 3 带通滤波器 图4 1 4 阻抗不一致的带通滤波器 图4 1 5 二阶诺顿变换。 图4 1 6 没有反馈电感的输入电阻的等效3 0 图4 1 7 带射极负反馈的低噪放的输入端的小信号等效电路3 0 图4 1 8 电阻的热噪声模型 图4 1 9 热噪声电阻的计算 图4 2 0b i p o l a r 的等效电路。3 3 图4 2 1 双发射指和单发射指的s i g eh b t 示意图3 3 图4 2 2b i p o l a r 的等效噪声源 图4 2 3 b j t 的等效电路图 图4 2 4 对于不同偏置的n f 响 图4 2 5 图4 2 6 c a s c a d el n a 中的等效噪声 带有负反馈提高i i p 3 的s i g e h b t 图4 2 7 工作于电流源模式的s i g eh b t 图4 2 8 放大器的1 分贝压缩点 图4 2 9 单极放大电路 3 4 3 4 3 5 3 6 v 1 图4 3 0 双端口网络。4 3 图4 3 1rl 平面上的稳定性圆图4 5 图4 3 2f 。平面上的稳定性圆4 5 图4 3 3l s b 和s s b 的仿真结果。4 6 图4 3 4 当放大器不稳定时l s b 和s s b 的仿真结果4 6 图5 1 宽带匹配的l n a 结构图4 8 图5 2 差分电路的输入输出特性4 9 图5 3l g 1 6 5 g h zs l1 的仿真结果4 9 图5 4l n a 的增益和噪声系数的仿真结果5 0 图5 5l n a 的k f 和b l 的仿真结果5 0 图5 6 两个l n a 完成三种模式转换的电路图一5 2 图5 7 一个l n a 完成三种模式转换的电路图。5 3 图5 8 三种模式下k f 的仿真结果。5 4 图5 9 三种模式下s l l 和$ 2 2 的仿真结果5 4 图5 1 0 三种模式下$ 2 1 的仿真结果。5 5 图5 1 l 三种模式下n f 的仿真结果5 5 图5 1 2 三种模式下p l d b 的仿真结果5 5 图5 1 3l n a 的框图5 6 附表索引 表5 1 宽带匹配l n a 的仿真结果 表5 2 本设计与其他设计的比较 表5 3 模式转换的控制信号 表5 4 三种不同模式下l n a 的仿真结果 v 。5 0 5 1 5 4 5 6 学位论文独创性声明： 本人所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作 及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方 外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果。与我一同工 作的同事对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并 表示了谢意。如不实，本人负全部责任。 论文作者( 签名) ： 奎丝司年月矿日 ( 注：手写亲笔签名) 学位论文使用授权说明 河海大学、中国科学技术信息研究所、国家图书馆、中国学术期 刊( 光盘版) 电子杂志社有权保留本人所送交学位论文的复印件或电 子文档，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。本人电子文 档的内容和纸质论文的内容相一致。除在保密期内的保密论文外，允 许论文被查阅和借阅。论文全部或部分内容的公布( 包括刊登) 授权河 海大学研究生院办理。 论文作者( 签名) ： ( 注：手写亲笔签名 零霞 句年j 月巧日 硕士学位论文 第一章绪论 1 1 研究背景 有无线通信的地方，就有传输设备；有传输设备的地方，就存在射频( r f ) 电路。 无论是民用还是军用领域，射频电路在无线通信中显得越来越重要。随着现代通信技术 的飞速发展和市场需求的不断提高，对射频电路的性能不断提出了更高的要求。而对于 射频接收机中的电路模块而言，低噪声是一个非常重要的指标。低噪声放大器( 1 0 胃一 n o i s ea m p l i f i e r ，简称l n a ) 作为接收机的第一级，是射频接收机前端的重要部分，其 噪声性能直接影响整机性能。因此它要求引入的噪声越小越好并且提供足够的增益来克 服后续各级( 如混频器) 的噪声。 以上所说的射频电路都是指集成电路。纵观无线技术发展的历史。我们可以看出， 集成电路极大地推动了无线技术的发展。早先用离散元件构成的射频电路，由于体积庞 大，有它致命的弊端。目前数字集成电路发展已经相对完善了，而模拟集成电路的发展 相对缓慢。射频集成电路是无线收发机系统集成化的主要瓶颈。在射频收发机的部件中， 需要考虑的r f i c 性能指标有：噪声、线性、功耗、增益、工作频率、电源电压。市场用 户对无线产品的性能要求是低成本、低功耗、小体积、高性能，这对r f i c 的设计师是严 峻的挑战。 现在对于集成电路的研究，国家也越来越重视。2 l 世纪将是信息技术高度发展的时 代，以微电子为基础的电子技术是推动信息技术发展的物质基础。集成电路是微电子的 核心和主体，也是电子信息产业的基础。微电子产业是一个战略性产业，一个国家如果 没有自己的微电子产业就会失去战略主动地位。当前国际上集成电路竞争j # 常激烈。其 一是商业上的竞争，发达国家国民经济增长的6 5 与集成电路有关。其二是战略主动权 方面的竞争，谁掌握了集成电路谁就掌握了战略主动权。所以说集成电路的研究是与一 个国家的安全和经济发展密切相关的。现在国内i c 设计的技术还不是很成熟，而且我 国半导体设备与国外的差距很大，根本无法与国外半导体设备厂商相抗衡。国产半导体 设备占世界市场的份额几乎可忽略不计，仅占世界市场的0 1 ，微不足道。因此加快 我国集成电路的研究和开发己刻不容缓。 1 2s i g e 腽t 工艺现状 近年来，无绳电话、传呼机、大容量卫星通讯等领域的迅速发展产生了巨大的无线 通讯市场。移动通讯市场的快速发展吸引着世界范围内的大学研究机构和电子通讯类企 业。伴随着无线通信、移动通信领域消费的大众化，对高性能、低成本的器件和集成电 路的要求日益增强。无线通信系统的工作频率通常较高，因此对器件和电路的性能提出 了更高的要求。普通的s i 器件虽然具有低成本、高集成度，但其工作频率不够高； 1 硕士学位论文 g a a s ( g a l l i u ma 删痂c ) 器件虽然具有较好的高频特性，并且一直以来在微波频段中占有 重要地位，但与s i 器件相比，成本高，制备工艺难度大，并且成品率较低。上世纪八 十年代初，利用先进的材料生长系统m b e ( m o l e e u l a rb e a m e p i t a x y ) 在硅衬底上成功生长 出s i g e ( s i l i e o ng e r m a n i u m ) 应变层，并于1 9 8 7 年成功地研制出第一个s i g ch b t ( s i l i c o n g e r m a n i u mh c t e r o j u n c t i o nb i p o l a r t r a n s i s t o r ) “j 。由于器件在结构上的特点，s i g ei - i b t 具 有较高的截止频率、较低的噪声系数，克服了传统双极性晶体管截止频率f r 低和m o s 管噪声高等缺点，能够在很高的频率时仍具有较高的增益和低的噪声系数；而且，由于 s i g ch b t 与s i 工艺兼容，从而大大降低器件和电路的成本。目前，s i g e h b t 的f r 已 经超过3 0 0 g h z ，正被应用于许多领域中。下面简单介绍下s i g ch b t 的研究现状 早在1 9 5 1 年，肖克利( w s h o e k l e y ) 就提出；利用宽带隙材料作为n p n 晶体管的 发射区，窄带隙材料作为基区，使基区注入发射区的空穴需要越过的势垒高于发射区电 子注入基区的势垒，从而提高发射结的注入效率。在很多方面使器件的性能大为提高， 同时增加了器件设计的灵活性。虽然异质结构有这样的优势，但由于技术水平的限制， 异质结构的设想直到7 0 年代初期才随着液相外延技术( l p e ) 的出现而实现。 二十世纪八十年代末，双极型晶体管b j t ( b i p o l a rj u n c t i o nt r a n s i s t o r ) 的设计随着 s i g eh b t 的出现得到迅速发展。在此之前，异质结双极型晶体管仅仅用于化合物半导 体技术，如a i g a a s g a a s ，这是因为形成异质结的两种半导体材料应当有相似的晶格常 数，如a i g a a s 和g a a s 。由于s i 和g e 问的晶格失配相对较大，约为4 2 ，因此，在 二者之间很难形成较好的异质结。材料研究的结果显示：如果s i g c 层足够薄，并且g e 组分相对较低( 小于3 0 哟，亦可以形成质量较好的异质结。在这种条件下，由于s i g e 是应变层，从而在s y s i g e 界面很好的避免了位错的产生。s i g eh b t 随着材料生长技术 的发展，性能逐渐提高，并在八十年代末，s i g e h b t 实现了向产品化生产的突破。当 前国际上最先进的s i g ei - i b t 的氏和均已超过3 0 0 g h z ，同时与s i 、c m o s 器件相 比具有较小的噪声系数。s i g e 器件工艺与处于主导地位的s i 工艺兼容，原材料丰富， 价格低廉。1 9 9 8 年德国t e m i c 和美国m m 公司先后宣布s i g e 器件量产，此后s i g e 器件开始快速应用于1 - 4 0 g h z 的通讯和超高速电路领域，特别是s i g e 高频低噪声产品 广泛应用于各类通信领域，产生巨大商业价值。 在s i g eh b t 研究领域中，国外以i b m 和t e m i c 为代表。m m 制备的器件结构中， 注重频率特性，其增益特性是利用多晶硅发射区的高掺杂来实现的。并且高掺杂的多晶 硅具有良好的互连线性能。图1 1 显示了i b m 的s i g eh b t 剖面图【2 】。 国内s i g eh b t 和集成电路的研究工作始于2 0 世纪9 0 年代初。主要研究机构有清 华大学、复旦大学、中国科学院半导体研究所、中科院微电子所和北京工业大学等十余 家单位，研究方向主要集中于s i g e 应变层的生长技术、微波s i g eh b t 器件制备、低 噪声小信号放大、各种微波功率器件、电路。虽然已制得特征频率厅达到2 6 g h z 的 s i g eh b t ，但其最高振荡频率厂m 。仍较低，通常低于7 g h z ，各种寄生参数对器件频率 硕士学位论文 性能尤其是高频功率增益影响显著，有源器件、无源元件和金属化引线层的衬底损耗严 重，接触电阻较大导致较高的噪声水平，使得器件难以投入实际生产和使用，至今尚未 见到进入应用阶段的国产s i g e h b t 及其集成电路产品的正式报道。 图1 1m m 的s i g e h b t 剖面图 f i g 1 1i b mo 2 5 9 i ns i g eh b t c r o s ss e c t i o n 1 3 论文结构 首先在文章的绪论部分介绍了本课题的研究背景，和s i g ei t b t 的工艺现状。在文章 的第二部分对无线接收机的结构进行了简单分析，对接收机的一些指标和在设计的时候 会遇到的困难进行了阐述。文章的第三部分对集成电路中的一些元件特性进行介绍为后 面的设计打下坚实基础。接下来的第四章里，对l n a 的具体性能进行了详细的分析，并 提出了新的宽带匹配方法，对l n a 的重要参数，例如：噪声，线性，以及稳定性也都做 了详细的分析。在第五章，本文详细介绍了验证新宽带匹配可行性的电路图，针对芯片 的要求第五章中还介绍了应用在实际芯片中的l n a ，并且介绍了l n a 的模式转换问题。本 论文的第六章，介绍了l n a 的工艺以及版图并提出了r f 版图设计中的一些注意事项。 硕士学位论文 第二章无线接收机的系统分析 2 1 接收机前端电路结构分析 射频接收前端的主要功能是把较高的载波频率交换到较低的中频，即所谓的从射频 到中频。无线接收机有许多不同的电路结构被发展出来，常见的结构有：零中频接收机 ( z e r o - i fr e c e i v 哪、超外差式接收机( s u p e rh c t e r o d y n er 咖砷、h a r t l e y 接收机、以及交 织型接收机( w e a v e rr e c e i v e r ) 等接收机电路结构。 2 1 1 零中频接收机 由于直接转换接收机直接将射频信号转换到基频，中间只经过一次降频，所以又称 之为零中频接收机( z e r o i fr e c e i v e r ) ，如图2 i 所示。直接转换接收机电路结构具有几项 优于外差式接收机结构的优点：因为中频信号是零，所以不会发生镜像干扰的问题，因 此也不需要使用镜像排斥滤波器：中频带通滤波器和其后的降频级可被低通滤波器( 1 0 w p a s sf i l t e r ) 和基频放大器所取代，这使得在系统整合上更加容易。 q 咖m f 图2 1 直接转换接收机 ， f i g 2 1d i r e c t - - c o n v e r s i o nr e c e i v e r 但是直接转换接收机存在一些缺点：如v q 不匹配、直流偏移f d co f f s e t ) 的补偿不易、 基频带干扰( b a s eb a n di n t e r f e r e n c e ) 、偶次失真及闪烁噪声。此外高线性度的降频转换混 频器( d o w n - c o n v e r s i o nm i x e r ) 也不容易设计等。 2 1 2 超外差接收机 超外差式接收机的最大缺点是组合干扰频率点多，这是因为混频器不是一个理想的 乘法器，而是一个非线性器件，会引入大量交调分量，并且镜像干扰的现象最为严重。 因此对镜像抑制滤波器的要求非常高。镜像抑制滤波器通常用外部的无源部件实现，这 会进一步要求前级，也就是l n a ，驱动滤波器5 0 欧姆的输入电阻，这不可避免会在放 大器的增益，噪声系数，稳定性和功耗之间提出更加重要的权衡考虑问题。 4 硕士学位论文 2 1 3h a r t l e y 接收机 图2 2 超外差接收机 f i g 2 2s u p e rh e t e r o d y n er e c e i v e r 卯= 厂1 兰厂 s i n h 柚t 一点广：= 图2 3 h a r t l e y 接收机 f i g 2 3h a r f l e yr e c e i v e r h a r t l e y 结构具有镜像抑制功能，但是要做到有效的实现镜像抑制接收，必须满足 两点要求3 h 1 ) n 支路尽可能一致，其中包括本振信号的幅度、混频器的增益、低通滤波 器的特性圆正交要精确，即两路本振信号要尽量做到精确的相差9 0 0 。 2 1 4w e a v e r 接收机 交织型接收机是利用二个正交混频器代替9 0 0 移相器，可以很好的抑制镜像频率的 干扰，但是它在电路结构上较为复杂，所以应用较少。 不论是哪一种结构的接收机，l n a 在接收机中的地位都是很重要的。 图2 4 交织型接收机 f i g 2 4w e a v e rr e c e i v e r 2 2 接收机的技术指标要求 1 、灵敏度 5 硕士学位论文 灵敏度是衡量接收机接收微弱信号的能力，当接收机正常工作时天线上所必需感应 的最小信号( 场强、电势或功率) 称为接收机的灵敏度。接收机正常工作包含两个方面： 输出功率达到一定要求；输出信噪比达到一定要求。相应地，灵敏度也分两种：当接收 机内部噪声不大时，接收机输出额定功率即可正常工作，此时天线上的最小信号称为额 定灵敏度或绝对灵敏度；在接收机噪声很大时，输出信噪比必须达到一定值接收机才能 正常工作，此时天线上的最小信号称为实际灵敏度或相对灵敏度。接收机灵敏度描述为： p s m i n = 一1 7 4 d b m + n f + 1 0 1 9 b + s n r m i n ( 2 - 1 ) 其中b 为等效噪声频带宽带，n f = n f i + ( n f 2 i ) g i + ( n f 3 i ) g i * g 2 + 。为系统 级联噪声系数。上式中的前三项的和是系统总的累积噪声，有时称为噪声底限( n o i s e f l o o r ) 。因为p s m i n 是带宽的函数，接收器由于有较窄的信道而非常灵敏。 2 、选择性 接收机需要把混有很多干扰的有用信号选择出来，这种削弱干扰、选择有用信号的 能力称为接收机的选择性。选择性由谐振回路或电调谐滤波器决定，用矩形系数k r 0 1 或k r 0 0 1 表征。 3 、通频带 通频带定义为谐振曲线由最大值下降到0 7 0 7 时所确定的频带宽度b 2龋7=矗线(2-2) 其中，岛为中心频率，q l 为电路的有载品质因数。设计时应该使通频带足够宽， 以保证有用信号能顺利通过，否则将产生失真。 4 、失真度 失真是指接收机终端信号波形与天线上接收的已调波的调制信号波形不同，无线电 技术中有三种失真：非线性失真、频率失真和相位失真。非线性失真可用基波的幅度与 谐波幅度的相对比值来衡量。采用互补推挽等对称电路可以明显减小非线性失真。频率 失真系由通频带不够宽造成，是可以克服的。相位失真源于网络群延时的不均衡性，用 均衡电路可以使其影响最小化。 5 、频段覆盖范围 波段覆盖范围是指接收机可接收的载波频率范围。一般超短波接收机工作于固定频 率，不涉及频率覆盖范围；调幅收音机的中波覆盖范围为5 3 5 1 6 0 5 k i - i z ，而短波为 1 6 2 6 m h z ：调频收音机的覆盖范围为8 8 1 0 8 m i - i z ：电视接收机我国规定为4 8 5 9 6 4 m h z 。 6 、动态范围 动态范围( d r ) 一般定义为，电路可承受的最大电平与电路可提供合理信号质量 最小输入电平的比值。这一定义在不同的应用中有不同的定量。比如，在诸如运算放大 器和模数转换等模拟电路中，动态范围定义为，满程( f u l l - - s c a l e ，f s ) 输入电平与使 6 硕士学位论文 s n r = l 的输入电平之比。 7 、中频抑制 顾名思义，中频抑是为了抑制中频干扰。可以将混频器设计成双平衡或环路，电路 尽量对称，以使中频干扰尽量和中频端口隔离，一般混频器均给出r f 和巧的隔离度， 这个隔离度一定程度反映中频抑制能力。选择中频时使中频落在频率覆盖范围之外能大 幅度提高中频抑制能力。 8 、镜像抑制 频率2f b 一穑称为镜像频率，在本振功率较大的时候，必须考虑镜像频率对中 频的影响。抑制镜像干扰的有效方法有：提高选择性；采用高中频使得镜频干扰尽量远 离有用信号，然后采用二次变频得到所规定中频。 2 3 接收机系统级联分析 在无线接收机的设计上，( 2 3 ) 式，( 2 - 4 ) 式，可以提供系统连结预算值( 1 i n k b u d g e t ) 。 如此便能对系统所能达到的规格有一个初步的了解 鲫磁胛：月+ 型+ 型+ 墨二! ( 2 3 ) 一 1 g ig l g 2g i g 2 g 3 其中f 为每一级的噪声因子( n o i s ef a c t o r ) ；g 。为每一级的功率增益( p o w e rg a i n ) c m c a d e i i p 3 = 1 0 1 0 9 丁= 互j 1 甄 i i p 3 l p 3 2 1 1 1 3 3 ( 2 - 4 ) 其中i i p 3 。为每一级的输入三阶截止点( t h i r do r d e ri n t e r c e p tp o i n t ) ；g 。为每一级的功率 增益。 从上式可以看出，l n a 的噪声对于整个接收机的噪声来说占主导地位。 2 4 射频接收机设计中遇到的困难 射频接收机设计中面临许多困难： 1 为了提高接收机灵敏度，必须在尽量降低l n a 噪声系数的同时，使之具有较高 的传输增益。 2 在许多射频接收机系统中，对镜象抑制滤波器的要求就非常高，要求同时具有 很高的中心频率和很窄的通带特性，以实现对镜象频率的抑制和有用信号之间 的互不干扰。这样的滤波器难于集成。 3 射频前端接收机设计的传统流程，是根据接收机整机增益和噪声指标，对接收 机各单元电路提出要求分别进行设计、仿真和验证，最后级联各单元电路看是 否满足整机性能。由于缺乏一种理论的指导，往往设计到最后出现比如由于某 个器件选择不当而导致整机性能无法实现的情况，此时需要确定新的方案重新 设计，如果失败需要重新反复，因而耗费大量的人力物力和时间。 7 硕士学位论文 在本次设计的接收机芯片中，要完成多移动频段至5 0 到1 0 0 m h z 中频的相互转换， 目的是实现从8 0 0 m h z 到2 1 0 0 m h z 频率范围内所有移动应用信号在室内c a t 一5 类线 上传输的功能。基带频谱的划分，由用户确定，比如8 0 0 m h z 的c d m a 信号应该搬移 到4 5 到5 0 m h z 这个频段，而9 0 0 m h zg s m 信号搬移到8 0 m h z 到8 9 m h z 这个频段等 等，用户在规划好频段后，即可通过设备通讯接口或出场设置等方式，对芯片进行设置。 由于频段跨度非常大，使得接收机各个模块的设计难度加大，首先l n a 设计就要考虑 怎样覆盖那么宽的带宽，而且对锁相环的要求也很高。对于v c o 来说，芯片采用多v c o 方案，在片内有选择开关进行选择。芯片对信号做相应处理后，交给片外的其他元件做 处理，之后接到天线或五类线上。由于这个系统对于镜像抑制的要求很高，所以选择了 片外滤波器，以保证第一次流片的成功率。本文设计的l n a 在系统中的位置如下图所 示： 图2 5 本设计的接收系统 f 追2 5t h ea r c h i t e c t u r eo f t h e r e c e i v e r 2 5 本章小结 本章节对接收机的前端结构进行了一些介绍，分析了各自的优缺点。同时指出了 接收机的技术指标。在接收机各个模块级联时，本章给出了噪声和线性度的级联公式， 以便在设计的时候更好的确定各个模块的指标。最后，本章提出了接收机设计中可能遇 到的难点，并给出了本文设计的l n a 应用接收机结构图。 硕士学位论文 第三章集成电路器件特性分析 射频集成电路通常有许多无源元件，详细的了解它们的特性是成功设计的关键。 3 1 电阻 在标准c m o s ( 互补金属一二氧化硅) 工艺中选择好的电阻的余地不大。一种可能 是采用多晶硅( 简称“多晶”) 互连材料，因为它的电阻率比金属的更大。然而，现在 大多数多晶都采用专门的金属硅化( s i l i e i d e ) 工艺来降低阻值。电阻率大约在每方块 5 1 0 欧姆( 即方块电阻) 附近( 通常在这个值的2 4 倍的范围内) ，因此多晶主要适 用于中等程度的小电阻。它的精度范围很差( 比如3 5 ) ，而它的温度系数( t c ) 定义 为f 4 】； 形：三塑 ra r 该温度系数取决于掺杂和组成成分，并且通常在1 0 0 0 p p m e ( 每摄氏度百万分之一) 附近。未硅化的多晶具有较高的电阻率( 根据掺杂的情况可以有大约好几个数量级的差 别) ，并且它的t c 与具体工艺有关，可以在很广的范围内变化( 在某些情况下甚至可以 为零。) 由于通常很难严格控制，因此未硅化的多晶如果最终作为一种选择的话，通常 具有很差的精度( 例如5 0 ) 。先进的双极工艺采用白对准多晶发射机，因此在该工艺 中多晶电阻也是一个选择。 多晶电阻除其具有较低的t c 外，还具有单位面积相对较低的寄生电容，以及标准 的c m o s 工艺中所能采用的电阻材料中最小的电压系数。 用源漏扩散区做成电阻也是一种选择。它的电阻率和温度系数通常类似于硅化多晶 硅( 一般在2 倍的范围内，重掺杂时可以得到更低的t c ，但同时也存在较大的寄生电 容和显著的电压系数。) 前者限制了电阻可以应用的频率范围，而后者限制了可以外加 的不造成显著失真的电压的动态范围。此外，必须注意避免在电阻的任何一段形成正向 。偏置。这些特点往往限制了扩散电阻只能用于非关键电路中。 在现代v l s i ( 超大规模集成电路) 工艺中，源漏“扩散”是由离子注入确定的。 通过这种方式形成的源漏区域很浅( 通常深度大约不超过2 0 0 + 3 0 0 n m ，大致随沟道长 度按比例伸缩) ，掺杂较重，几乎完全被硅化，因此具有中等程度低的温度系数( 5 0 0 1 0 0 0p p m c 量级) 。 阱可以用来做为高值电阻，因为它的电阻率通常在每方块l 1 0 k q 的范围内。遗 憾的是，由于在阱和村底之间形成的大面积“p n 结”使寄生电容很大，所形成的电阻 具有很差的初始精度，较高的温度系数( 由于轻掺杂的缘故，通常为3 0 0 0 5 0 0 0p p m c ) 以及较大的电压系数。因此，阱电阻的使用必须谨慎。 有时，一个m o s 晶体管被用来作为一个电阻，甚至是一个可变电阻。当提供一个合 适的栅源电压时，就可以形成一个尺寸紧凑的电阻。从一阶理论可知，一个长沟道m o s 9 硕士学位论文 晶体管在线性区( 三极管区) 的交流小信号电阻是： rw1 一l r d s a # f c 。子【( 一) 一】i ( 3 - 1 ) l 厶 j 遗憾的是，这个公式本身就意味着m o s 管电阻具有很差的精度( 因为它取决于迁移率和 阀值电压) 和很高的温度系数( 由于迁移率和阀值电压随温度变化) ，并且表现出很大 的非线性( 因为它跟k 有关) 。这些特点常常限制它只能用在信号路径以外的非关键电 路中。一个例外就是这种电阻可以用于某些增益控制的应用中，在那里栅极驱动是由一 个反馈环引入的，因此器件特性的变化被自动补偿了。 另一种选择偶然会有用，尤其是在防止采用并联的双极型晶体管的功放极的热失 控上，这就是采用金属互连线作为一个小电阻。在大多数互连线工艺中，金属的电阻率 通常在5 0 0 每立方米的数量级上，因此得到1 0 q 左右的电阻是实际可行的。 有些工艺提供一层或几层由某种硅化物形成的互连线( 主要是因为它有极好的电迁 移性质) 。其电阻率大约比纯铝或铜高出一个数量级，而t c 值则大致相同。 一些专门从事模拟电路的公司已经改进了他们的工艺提供高质量的电阻，比如那些 用n i c r ( 镍铬合金) 或s i c r ( 硅铬合金) 做成的电阻。这些电阻具有很低的t c 值( 数 量级为p p m c 或更低) ，并且这类薄膜型的电阻可以用激光很容易的修整到绝对精度小 于百分之。可惜的是，这些工艺不是随处都有，额外的工艺步骤会使芯片的成本增加。 3 2 电容 所有的互连层都可以作为通常的平板电容。然而，普通的层间电介质比较厚( 大约 为0 5 l u m 左右) ，这恰恰减少了层间电容，因此单位面积的电容很小( 经典值为5 1 0 5 p f u m 2 左右) 。此外，还必需注意它的下极板和其下方的任何导体( 特别是衬底) 所 形成的电容。这一寄生的下极板电容往往高达主要电容的1 0 3 0 ( 甚至更多) ，它 常常会严重限制电路的性能。 标准的电容公式为： c 占a ：占w l h h 图3 i 平板电容 h g 3 ip a r a l mp l a t ec a p a c i t o r l o ( 3 - 2 ) 硕士学位论文 上式中有些低估了电容，因为它没有考虑边缘效应，但是只要平板尺寸比乎板间距 h 大得多，这个公式还是很精确的。如果以上这一条件不能很好得满足，那么可以在计 算平板面积时把w 和l 都加上2 h ，作为对于边缘效应的一个粗略的一阶校正： c 。占里鱼2 幽。占i 丝+ 2 w + 2 , i ( 3 _ 3 ) 爿 l 爿j 在i c 无源元件中少有的好消息之一是，金属一金属电容的1 值很低，通常在3 0 5 0p p m e 的范围内，而且它主要取决于氧化物电介质常数本身的t c 值，因为尺寸随温 度的变化可以忽略。 单位面积的总电容可以通过采用两个以上的互连层来加大，通过使用三明治结构有 可能获得4 倍的电容。我们甚至还可以利用在一定的互连层上相邻金属线之间的横向电 通量来进一步增加电容。由于相邻金属线间允许的间距已经缩小到层间的距离，因此这 一横向的耦合是很重要的。 表明这一基本思想的简单结构如图，其中电容两端被标为p 1 和p 2 。可以看出，由 同一金属层构成的“顶”和“底”极板交替来利用横向电通量。通常的垂直电通量也可 以通过将另一金属层的各部分放置为互补的图形来加以利用。 图3 2 横向电通量电容的例子 f i g 3 2e x a m p l eo f l a t e r a lf l u xc a p a c i t o r 横向通量电容的一个主要的性质是寄生的底极板电容比普通的平行板结构要小的 多，因为对于要求的总电容来说，它所占据的面积较少。 由于横向电容取决于总周长，所以通过使版图几何形状的周长最大可以获得最大的 电容。由于光刻技术的限制，无限周长是不可能实现的，但使周长大幅增长却是有可能 的。 另一种通常的选择是采用狮s 电容，即c m o s 工艺中的一个普通晶体管的栅电容。 当在c m o s 工艺中采用栅电容时，保持晶体管处在强反型( 即保持栅源电压远高于阀值) 是很重要的；否则，电容将很小，有损耗，并且高度非线性。偶尔也采用在n 阱中n + 源漏扩散区形成的m o s f e t2 e 作在积累模式下的电容来减轻这一问题。这种电容所要求 的无外乎是已有的标准c m o s 工艺，但是它的特性可能很难为生产过程所控制( 甚至不 硕士学位论文 能跟踪) 。 这两种栅电容的q 值都取决于由公式( 3 - 1 ) 所定义的沟道电阻。为了推导出该电 容的一个租略的一阶模型，可以考虑下图。这一近似总体上高估了有效的串连电阻，因 为在实际结构中，靠近源和漏的那部分栅电容与这两个终端之间的连接电阻比靠近沟道 中心的那部分栅电容要小。这一模型确定了最大电阻( 即从沟道中心到漏源连接之间 的电阻) 并将这一最坏情况下的电阻值同所有的电容串联。然而，这一模型正确的预计 了为获得最大的q 值，应当采用最小允许的器件尺寸( 对给定的偏置，使“最小) 。此 外，还必须小心连接器件，以便使附加的电阻损耗降到最低。 sd d - - - , 4 1 , - 工 李舭 图3 3 粗略的栅电容模型演变 f i g 3 3e v o l u t i o no f c r u d eg a t ec a p a c i t o rm o d e l 另一种选择是采用p n 结电容，例如由n 阱中的p + 区域形成的结电容。由于结电 容取决于所加的偏置，这种电路常用于电子调谐电路，用于这种用途的二极管叫做交容 二极管( 这一词来源于可变电抗器) 。回想一下结电容与偏置电压的关系是： q “南 ( 3 - 4 ) 式中，c ，。是在零偏置时的交流小信号电容，v ，是加在p n 结两端的正向偏置，伊是内建 电势( 通常是几百毫伏) ，n 是一个取决于掺杂形态的参数。对于突变掺杂n 的值是1 2 。 而对于线性渐变结n 是1 3 。如果不希望有变容作用，那么结电容就是一个很差的选择。 在射频时得到互连线寄生电容的精确值已变得特别重要。由于一个导体方向上的尺 寸常常并不比到另一个导电层的距离大许多。因此边缘电容是很显著。所以简单的公式 常常因其精度差而不能被接受。在这里，将考虑三种形式的电容：第一种情况是单根导 线处在无穷大的导电平面之上；第二种情况是单根导线出在两个无穷大的平面之间：第 三种情况是一根导线处在两根相邻的导线之间，而所有这三根导线均在一个无穷大的平 面上。 3 3 电感 从r f 电路的观点来看，不能制造质量好的电感是至今标准i c 工艺最明显的缺陷。 尽管采用有源电路常常可以得到等效得电感，但是它们比起“真正”的用几匝导线制成 1 2 g 9 l 上中 硕士学位论文 的电感来，总是具有较高的噪声，失真以及功耗。唯一广泛使用的片上电感是平面螺旋 电感。图3 - 1 中显示了一个四圈平面正方形螺旋电感。该电感采用两层金属层的设计 上层金属形成正方形螺旋形主体，而下层金属用来从电感的内部引出 图3 4 正方形螺旋电感的版图 f i g 3 4s i m p l es q u a r ei n d u c t o rl a y o l i t 尽管也可以使用其他几何形状的螺旋电感，如多边形、圆形等，但受工艺制程的 光刻技术的限制，常常采用正方形螺旋电感。多边形电感占用面积小，所以损耗电阻较 小，可以得到较高的品质因数嘲。圆形电感可以有最小的面积，同时有较高的品质因数。 片上螺旋电感的感应系数主要与其几何形状有关