（信号与信息处理专业论文）ofdm系统中载波间干扰抑制技术研究.pdf

西南交通大学硕士研究生学位论文第l 页 摘要 正交频分复用( o f d m ) 技术是宽带无线接入和下一代移动通信系统的 一项核心技术。由于其具有较高的频谱利用率、数据传输速率和抗多径衰 落能力强等优点，使o f d m 技术受到人们的广泛关注。作为一种多载波数 字调制技术，o f d m 的一个主要缺点就是其对频率偏移的敏感性。频率偏 移会导致载波间失去正交性，从而产生载波间干扰0 c i ) 。 本文对o f d m 系统中由信道时变特性产生i c i 的原理进行了详细分 析，研究了抑制i c i 的几种主要算法，并对其进行了仿真与性能分析。文 中首先对载波间干扰的形成原因及其对系统的影响进行了分析，随后详细 介绍了比较常见的载波间干扰消除方法，包括自消除方法、最大似然估计 及分段均衡方法。接着，通过m a t l a b 仿真检验了各种i c i 消除方法的性 能。通过对比这三种方法的误码率曲线及其实现的复杂度，对上述方法的 优缺点进行了分析研究。本文还在已有的载波间干扰消除方法的基础上进 行了研究，主要包括下面两点：第一是在分段均衡方法的基础上对分段后 的每段信道频域响应加窗滤波，通过选取有特定旁瓣特性的数据窗口来减 少反变换后信道冲击响应的扩散，从而提高了估计效果，减少估计误差影 响提高了对i c i 的消除能力；第二是研究了一种将取反自消除和改进的最 大似然估计相结合的新方法，该方法尽管计算复杂性有所增加，但与基本 的最大似然估计方法的频谱利用率相同，并显著提高了抗i c i 性能。 关键词：正交频分复用；频率偏移；符号间干扰；载波间干扰 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 i 页 a b s t r a c t o r t h o g o n a l 疔e q u e n c yd i v i s i o nm u l t i p l e x i n g ( o f d m ) h a sb e c o m eak e y t e c h n i q u e i nb r o a d b a n dw i r e l e s sa c c e s sa n dt h en e x t g e n e r a t i o nm o b i l e c o m m u n i c a t i o ns y s t e m e x t e n s i v ea t t e n t i o nh a sb e e np a i dt oo f d md u et oi t s h i g hs p e c t r a le f f i c i e n c y , h i g hd a t ar a t ea n dw e l la n t i m u l t i p a t ha b i l i t y a sa m u l t i c a r r i e rm o d u l a t i o nt e c h n i q u eo n em a j o rd i s a d v a n t a g eo fo f d mi si ti s s e n s i t i v et o t h e 丘e q u e n c yo f f s e t f r e q u e n c yo f f s e t c a nc a u s et h el o s so f o r t h o g o n a l i t ya m o n gd i f f e r e n ts u b c a r r i e r s ，t h e nt h ei n t e r - c a r r i e ri n t e r f e r e n c e ( i c i ) o c c u r s t h i st h e s i sm a i n l ya n a l y z e st h ei c ip r o b l e mi no f d ms y s t e m sc a u s e db y t i m e v a r i a n tm u l t i p a t hc h a n n e l s ，s t u d i e ss e v e r a li c ic a n c e l l a t i o na l g o r i t h m s b a s e do ns i m u l a t i o na n dp e r f o r m a n c ee v a l u a t i o n i nt h i st h e s i sf i r s t l yt h ec a u s e o fi c ia n dt h ea f f e c to fi c ia r ea n a l y z e d ，t h e nt h r e em a i nm e t h o d st os u p p r e s s i c i ，i n c l u d i n gs e l f - c a n c e l l a t i o n ( s c ) ，m a x i m u ml i k e l i h o o de s t i m a t i o n ( m l e ) ， a n ds e g m e n te q u a l i z a t i o na r ei n t r o d u c e d t h e nt h ep e r f o r m a n c eo ft h r e e m e t h o d sa r e c o m p a r e db a s e d o nm a t l a bs i m u l a t i o n ，t h e i m p l e m e n t c o m p l e x i t yo ft h e s em e t h o d sa r ea l s oa n a l y z e da n dc o m p a r e d b a s e do nt h e b e rc u r v et h ed i s a d v a n t a g e sa n da d v a n t a g e so ft h e s em e t h o d sa r ea l s o c o m p a r e d b a s e do na b o v es t u d y , t w oi m p r o v e ds c h e m e sa r er e s e a r c h e di nt h i s t h e s i s t h ef i r s ts c h e m ei sa ni m p r o v e ds e g m e n te q u a l i z a t i o ns c h e m eb a s e do n s e g m e n tw i n d o wf i l t e r b yc h o o s i n gas p e c i f i cd a t aw i n d o ww i t hs i d e l o b e c h a r a c t e r i s t i c s ，t h ep e r v a s i o no fc h a n n e li m p u l s er e s p o n s e a f t e ri n v e r s e t r a n s f o r mc a nb er e d u c e d w i t ht h i ss c h e m ew ec a nd e c r e a s ee s t i m a t i o ne r r o r a n di m p r o v et h ec a p a c i t yf o rt h ee l i m i n a t i o no fi c i ；i nt h es e c o n ds c h e m e ，a n e wm e t h o dw h i c hu n i t es e l f - c a n c e l l a t i o ns c h e m ea n di m p r o v e d m l es c h e m e 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 ii 页 i si n v e s t i g a t e d t h o u g hi t sc o m p l e x i t yi si n c r e a s e dt os o m ee x t e n t ，i th a st h e s a m eb a n de f f i c i e n c yw i t ht h es c h e m eo fm l ea n dh a sb e t t e rp e r f o r m a n c et h a n m l e t h en e wu n i t e ds c h e m ec a na l s oi m p r o v et h ec a p a c i t yf o rt h ee l i m i n a t i o n o f l c i k e y w o r d s ：o f d m ；f r e q u e n c ys h i f t ；i s i ；i c i 西南交通大学 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定，同意 学校保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文 被查阅和借阅。本人授权西南交通大学可以将本论文的全部或部分内容编 入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复印手段保存和汇 编本学位论文。 本学位论文属于 1 保密口，在年解密后适用本授权书； 2 不保密函使用本授权书。 ( 请在以上方框内打“ ) 学位论文作者签名：挞剥丢、) 指导老师签名：7 甲 日期：砌，_ 7 日期：m ，61 西南交通大学学位论文创新性声明 本人郑重声明：所呈交的学位论文，是在导师指导下独立进行研究工 作所得的成果。除文中已经注明引用的内容外，本论文不包含任何其他个 人或集体已经发表或撰写过的研究成果。对本文的研究做出贡献的个人和 集体，均已在文中作了明确的说明。本人完全意识到本声明的法律结果由 本人承担。 本学位论文的主要创新点如下： ( 1 ) 在分段均衡方法的基础上对分段后的每段信道频域响应加窗滤波， 通过选取有特定旁瓣特性的数据窗口来减少反变换后信道冲击响应的扩 散，从而提高了估计效果，减少估计误差影响，提高了对i c i 的消除能力； ( 2 ) 研究了一种取反自消除和改进的最大似然估计相结合的方法，结合 后的新方法尽管计算复杂性有所增加，但与基本的最大似然估计方法的频 谱利用率相同，并显著提高了抗i c i 性能。 走雨i 雨7 太眸铜阳 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 页 1 1 引言 第1 章绪论 1 1 1 无线通信的发展状况 1 8 9 7 年，马可尼首次使用无线电波进行信息传输并获得成功，实现了 行驶的船只之间的持续通信。从此以后，移动物体之间的通信就得到了举 世瞩目的发展，全世界的人们不断经历着新的无线通信方法的产生，并且 享受多种多样的无线通信服务。特别是在随后的一个多世纪的时间里，新 一代大规模集成电路等技术的出现，使得移动设备的体积更小、价格更便 宜、功能更可靠，这些都极大的推动了移动无线通信的发展。同时，数字 交换技术也推动了移动通信网络的大规模发展。伴随着计算机技术和大规 模集成电路技术的发展，无线通信在理论和技术上不断取得进步，已经成 为人们日常生活中不可缺少的重要通信方式之一。 移动通信技术正处于有史以来最快的发展时期，在短短的几十年内， 移动通信已经经历了几次更新换代，由最初的第一代( b 。( 2 - 2 ) 时域上就是要求最大多径时延扩展小于码元周期。信号带宽远大于信道相干 西南交通大学硕士研究生学位论文第9 页 带宽时的信道被称为频率选择性信道。传输信号在经过该信道时会经历频率 选择性衰落，即某些频率成分的幅值被加强，而另一些频率成分的幅值被减 弱，此时接收信号中包含经历了不同时延和衰减的信号的叠加，因此接收信 号会产生失真心7 1 。 2 1 2 多普勒扩展 前面一节描述的相干带宽和时延扩展是用于描述无线信道时间色散特 性的两个参数，但不能描述无线信道的时变特性。这种时变性是由发射机和 接收机的相对运动或者信道中其它物体的运动会引起的。信道的时变性是指 信道的传播函数是随时间而变化的，即在不同的时刻发送相同的信号，在接 收端收到的信号是不相同的。信道的时变性将导致时间选择性衰落，表现在 信号的频谱被扩展。多普勒扩展和相干时间是描述无线信道时变性的两个参 数。 在移动通信系统中，时变性的具体体现之一就是多普勒频移，即单一频 率信号经过时变衰落信道之后会呈现为具有一定带宽和频率包络的信号。信 号的多普勒频移是由接收端和发射端位置的相对移动产生的，当两者做相向 运动时，接收信号的频率将高于发射频率，当两者做反相运动时，接收信号 的频率将低于发射频率，这种现象称为多普勒效应。对于电磁波而言，因为 多普勒效应造成的频率偏移取决于两者相对运动的速度，对于速度为v 的移 动台，接收端的频率偏移厶为： 厶= lc o s 8 = 丘二c o s 8 ( 2 3 ) c 其中，以是发射机的载频，秒为移动方向与电波入射方向的夹角，c 为光速。 厶= 丘二为最大多普勒频移，常用来描述无线信道的时变性所引起的接收信 c 号的频谱扩展的程度，即多普勒扩展。从式( 2 3 ) 可以看出，多普勒频移与载 波频率和移动台运动速度成正比。 西南交通大学硕士研究生学位论文第10 页 相干时间是多普勒扩展在时域的表示，用于在时域描述信道频率色散的 时变特性，它与多普勒频率成反比。相干时间是信道冲激响应维持不变的时 间间隔的统计平均值，即指一段时间间隔，在此时间间隔内，接收信号的幅 值具有很强的相关性。如果基带信号带宽的倒数大于无线信道的相干时间， 那么信号的波形就可能会发生变化，造成信号的畸变，产生时间选择性衰落 即快衰落；反之，如果信号的宽度小于相干时间，则认为是非时间性选择性 衰落，即慢衰落扭印他训。相干时间a ( t 。) 可以表示为多普勒频移或多普勒扩展的 倒数，即： 。寺= 击 p 4 ， 2 2 无线信道的分类 通常，可以将无线信道的传播模型分为大尺度传播模型和小尺度传播模 型两种n 引。大尺度传播模型是用于描述发射机与接收机之间长距离( 几百或几 千米) 的场强变化，用于预测平均场强和估计无线覆盖范围。小尺度模型用于 描述短距离( 几个波长) 或短时间间隔( 秒级) 内接收信号强度的快速变化。大尺 度表征了接收信号在一定时间内的均值随传播距离和环境的变化而呈现的 缓慢变化，小尺度表征了接收信号短时间内的快速波动。 无线通信的距离或者无线区的覆盖范围主要受大尺度效应的影响，通过 合理的天线布局等设计可以消除其不利影响；而小尺度效应是在数十个波长 范围或极短时间内呈现快速剧烈的随机性起伏，信号传输质量会受到严重的 影响，并且不能通过前述的手段消除。本文中主要是研究小尺度衰落模型， 我们可以将小尺度衰落信道进行分类，如表2 一l 所示。其中，b 。，正分别为信 号带宽和周期，玩，t 分别为信道的相干带宽和相干时间，厶，分别为多 普勒扩展和时延扩展：根据信道的频率选择性，可以把信道分为平坦衰落信 道和频率选择性衰落信道；根据信道的时间选择性，可以把信道分为快衰落 西南交通大学硕士研究生学位论文第”页 信道和慢衰落信道1 。 表2 1小尺度衰落信号分类 基于参数满足条件衰落信道分类 岛 f 。 平坦衰落信道 时延扩展 风 毋，疋 t ，b s 厶 快衰落信道 多普勒扩展 瓦 厶 慢衰落信道 2 2 1 平坦衰落信道和频率选择性衰落信道 通过前面的分析我们可以看出，接收信号在多径传播条件下会发生时延 扩展。信道对发送的信号在频域上进行了滤波，使信号中的不同频率分量的 衰落幅度不一样。在频率上很接近的分量，它们的衰落也很接近，而在频率 上相隔很远的分量，它们的衰落相差很大。因此，根据信道对信号频率的选 择性，可以把衰落信道分为平坦衰落信道和频率选择性衰落信道。 当多径信道的相干带宽远大于发送信号的带宽，即信道的时延扩展远远 小于信号周期时，接收信号经历平坦衰落，如表2 1 所示。经过平坦衰落信 道后，不同的频率分量在频域上经历了相同的衰落；而在时域上，接收信号 只经历了一个可分辨径的衰落，i s i 可以忽略不计，这时可以用发送信号和 信道冲激响应的乘积表示接收信号。在平坦衰落情况下，多径信道使发送信 号的频谱特性在接收机内仍能保持不变。但是，多径效应会导致信道增益的 起伏，使接收信号的强度会随着时间变化。 与平坦衰落相反，当多径信道的相关带宽小于发送信号的带宽，即信道 的时延扩展大于信号周期时，接收信号经历频率选择性衰落。经过频率选择 性信道后，不同的频率分量在频域上经历了不同的衰落，即某些频率成分信 号的幅值得到加强，而另外一些频率成分的信号的幅值则受到衰减；接收信 号在时域上经历了多个可分辨径的衰落，出现了严重的i s i ，这时可以用发 西南交通大学硕士研究生学位论文 第12 页 送信号和多径信道冲激响应的卷积表示接收信号。 2 2 2 快衰落信道和慢衰落信道 移动台与基站之间存在相对运动会产生多普勒扩展，引起信道随时间变 化，产生了信道的时变特性。根据发送信号与信道变化快慢程度的比较，也 就是多普勒扩展和相干时间的关系，我们可以将信道分为快衰落信道和慢衰 落信道。 信道的相关时间小于发送信号的符号周期即基带信号的带宽小于多普 勒扩展时，在符号周期内信道的冲激响应变化很快，导致接收信号失真，产 生时间选择性衰落，即快衰落，存在这种快衰落效应的信道被称为快衰落信 道。信道的相关时间远远大于发送信号的符号周期即基带信号的带宽远远大 于多普勒扩展时，信道冲激响应的变化比要传送的信号码元周期低的多，不 会产生时间选择性衰落，故称为慢衰落，存在这种衰落效应的信道被称为慢 衰落信道，如表2 1 所示。 2 3o f d m 系统基本原理 o f d m 系统是把高速数据流通过串并变换以后分配到速率较低的若干 个子载波中进行传输，使得每个子数据流具有较低的比特传输速率。在多 载波调制的子信道中，数据传输的速率相对较低，使每个符号的持续时间 增加，只要时延扩展与码元周期的比值小于一定的值，就不会造成i s i 呤纠， 减小了接收机内均衡的复杂度。o f d m 技术是一种并行传输体制，由于各 个子载波的频谱是相互叠加的，所以提高了系统的频谱利用率，但是为了 能恢复原始信号该技术要求子载波之间保持严格的正交性。由于无线信道 的时变性，系统受到了时间选择性衰落的影响，破坏了子载波之间正交性， 产生i c i 。如果不能恰当的处理i c i ，那么我们仅靠信噪比的提高是无法提 高系统性能的，即i c i 的生成使系统产生了错误平底。 西南交通大学硕士研究生学位论文第13 页 2 3 1o f d m 系统的基本模型 o f d m 是一种多载波数字调制方式，它可以被看作是一种调制技术， 也可以被当作是一种复用技术。o f d m 系统中每个子信道中的符号周期会 相对增加，可以减轻由于多径时延扩展对系统造成的i s i 。如果用循环前缀 作为保护间隔，还可以避免由多径带来的i c i 。并且o f d m 利用i f f t 和 f f t 来分别实现调制和解调口副，是实现复杂度最低、应用最广的一种多载 波传输方案。 o f d m 技术能够有效的对抗多径时延扩展，通过把数据流串并转换到 个并行的子信道中，每个子载波的数据周期扩大为原始数据符号的周期 的倍，因此时延扩展与符号周期的数值比也同样降低倍。为了最大限 度地消除i s i ，可以在o f d m 符号之间插入保护间隔，插入保护间隔的 o f d m 符号如图2 1 。 图2 1 加入保护间隔的o f d m 符号 保护间隔长度一般要大于最大多径时延扩展，这样一个符号的多径分 量就不会对下一个符号造成干扰。在这段保护间隔内也可以不插入任何信 号，即一段空白的传输，但是在这种情况下，由于多径传播的影响，子载波 间的正交性遭到破坏，会产生i c i 。为了消除由于多径所造成的i c i ，o f d m 符号需要在保护间隔内填入c p ，这样就可以保证在f f t 周期内，o f d m 符号的时延扩展内所包含的波形的周期个数是整数，多径时延小于保护间 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 4 页 隔t 的时延信号就不会在解调过程中产生i c i 。 由图2 1 可以看出，t = c + 名，丁代表加入c p 后的o f d m 符号的长 度，假设z 表示每一离散采样点的持续时间，则z = z ，五= z 。为 了消除i s i ，加入的保护间隔应该大于多径时延扩展，即： 1 9 气 ( 2 5 ) 在o f d m 系统中加入保护间隔后，会带来系统功率和信息速率的损 失，但可以消除i s i 的影响，因此为了提高系统性能加入保护间隔是由必 要的。加入保护间隔之后基于i f f t 的o f d m 系统框图如图2 2 所示： 发调 审 _ 一插| 插 - - - 并 送 - 制并1 入 审 序编 l r r 入 转导转 列码换频 - - c p- 换 衰落信道 接解并信 审 频偏 收调 审 道 一 移k 一 并及定 序 r 一 f f r 除卜一 转 时估译 转估 列码换计 l r 计 抉 图2 2o f d m 系统基本框图 2 3 2 多载波传输系统 o f d m 技术把数据流分解为若干个子比特流，因此多载波传输o f d m 的 基本特性之一。在单载波系统中，一次衰落或者干扰就可能导致整个链路失 效，但是在多载波系统中，某一时刻只会有少部分的子信道会受到深衰落的 影响，所以多载波系统得到了更广泛的应用。一个子载波数为n = 4 的多载 波系统的例子如图2 3 所示。图中的每一个立方体代表一个信号，其中瓦代 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 5 页 表并行数据符号的长度，乃代表串行数据符号的长度，两者的关系满足： t s = n t d o 串行数据 并行数据 至羹遮盟- 王冀这里- 王堑这垡- 王冀达鱼- 图2 3 多载波传输 将高速串行数据流转换为多个并行低速数据流，每一子数据流分别调制 与相应的子载波上是多载波传输的基本原理。由于变换之后的数据符号长度 远大于原始数据符号的长度，当子载波数比较大时，o f d m 可以大大的减少 i s i 干扰的影响，这就使得系统的均衡器设计变得简单。 2 3 3 正交性系统 在传统的并行数据传输系统中，整个频段被分为个不重叠的子信 道，每个子信道用于传输独立的符号。这种方法虽然避免信道频谱重叠有 利于消除信道间的干扰，但是这种方法降低了系统的频谱利用率。为了能 提高系统的频谱利用率，在6 0 年代提出一种f d m 思想。在f d m 系统中 子信道频谱相互重叠，如图2 4 所示，利用这种频谱重叠技术几乎可以节 省5 0 的带宽。当然，简单的频谱重叠会造成严重的子信道间的干扰，在 接收端就无法准确的恢复数据。因此，为了实现这种相互重叠的多载波技 术，必须要考虑如何减少各个子信道之间的干扰，也就是要求各个子载波 之间保持正交性。 西南交通大学硕士研究生学位论文第16 页 频翠 应凶毯蛾 二：! 二! 频率 图2 4 常规频分复用与o f d m 信道分配 o f d m 系统是正交性的频分复用系统，为了使子载波之间保持正交性， o f d m 子载波集是采用两两正交的正弦或余弦函数集。首先，我们解释一 下正交性，函数集c o s n w t ， s i n m w t ，( 甩，m = o ，l ，2 ，) 的正交性是指在 区间( t ot o + t ) 满足式( 2 6 ) ： f0( 刀肌) r “c o sn 们c 。sm 例协= ；( 刀= 肌) 其中丁= 等 ( 2 。6 ) lt ( 忍= m = o ) 当o f d m 中所有的子载波都用于发送有用信号时，在个子载波上 可以并行传输个数据符号。o f d m 技术保持子载波之间正交的原理在于 每一相邻子载波之间的间隔f 满足： c = 1 b ( 2 - 7 ) 假定每一数据流都经过了矩形脉冲成型，这个并行数据符号 x ( 聍) ，刀= o 一1 ) 在经过i f f t 之后得到的缸( 力) ，7 2 = 0 n 一1 被称为一个 o f d m 符号，即： x ( ，z ) = 而1 刍n - i x ( 刀) e 驯, r t = 0 - - _ 1 ( 2 8 ) 其中个子载波的频率分别为：无= 7 n 。加入c p 后我们可以将上述 o f d m 符号的表达式改为： 砌) = 志n 丢c - - 聊口舻叱c 一 ( 2 9 ) 西南交通大学硕士研究生学位论文第17 页 为了能更深一步的了解o f d m 技术的多载波性及其正交性，我们给出 一个包含四个子载波的o f d m 系统实例，如图2 5 和图2 6 。这里假设所 有的子载波具有相同的相位和幅度，但是由于数据符号调制方式的不同， 在实际中每个子载波都具有相同的相位和幅度是不可能的。从图2 5 可以 看出，每个子载波在一个o f d m 符号周期内都包含整数倍的周期，而且各 个相邻的子载波之间相差一个周期，即各子载波之间满足正交性。 图2 5 包含四个子载波的o f d m 符号 图2 6 是从频域角度对正交性的解释，该图给出各个子信道经过矩形波 得到的s i n c 函数频谱，当某一个子载波频率为最大值时，所有其它子载波的 谱值为零。在解调过程中，我们就可以利用这些点上所对应的每一子载波频 率的最大值而从多个相互重叠的子载波符号频谱中提取出每个子载波符号， 并且不会受到其它子载波的干扰。该图是理想情况下o f d m 符号频谱图，但 是在实际传输中，无线信道的时变性以及在传输过程中出现的无线信号频谱 偏移或发射机与接收机本地振荡器之间存在的频率偏差，都会使o f d m 系统 子载波之间的正交性遭到破坏，导致i c i ，所以怎样更好的抑制i c i 是o f d m 系统的一个关键问题。 西南交通大学硕士研究生学位论文第18 页 2 4 本章小结 图2 6o f d m 系统中子载波的频谱 本章主要讨论了无线信道的传播环境和衰落特性，介绍了无线信道中的 多普勒效应和多径效应的传播特性。了解到在无线通信中，由于环境中存在 各种障碍物导致严重的信号衰落，这种衰落会降低有用信号功率并增加干扰 的影响，使得接收机接收到的信号产生失真、波形展宽、波形重叠和畸变等， 甚至会导致通信中断；然后介绍了无线衰落信道的各种分类，最后详细的介 绍了o f d m 系统，包括o f d m 技术的多载波性和正交特性，通过其模型和 数学公式证明了o f d m 的优势。o f d m 系统是一种正交性的系统，它利用 载波间的正交性来进行信号的调制和解调，在实际传输中，无线信道的时变 性以及在传输过程中出现的无线信号频谱偏移或发射机与接收机本地振荡 器之间存在的频率偏差，都会使o f d m 系统子载波之间的正交性遭到破坏， 导致子载波间干扰，所以o f d m 系统的传输性能同其信号经历的信道密切相 关。 西南交通大学硕士研究生学位论文第19 页 第3 章o f d m 系统中载波间干扰分析 本章在上一章介绍的o f d m 基本原理的基础上，首先介绍o f d m 系 统的技术特点，并在此基础上详细的分析了o f d m 系统中i c i 的生成原因， 并对系统中的载波间干扰及其对系统的影响进行了理论分析，为理解后续 的干扰抑制算法奠定了理论基础。 3 1o f d m 系统的技术特点 o f d m 技术具有良好的抗噪声性能和抗多径干扰的能力，它将宽带频率 选择性衰落信道转换成一系列窄带平坦衰落信道，因此在克服信道多径衰落 所引起的i s i ，实现数据高速传输等方面具有独特的优势口引。o f d m 技术由 于其多载波特性和正交特性使它在许多通信标准中得到广泛应用，包括非对 称双绞线高速接入口5 1 、数字音频广播似6 l 、数字视频广播阳 、无线局域网技术 标准i e e e8 0 2 1 1 a 阳踟和宽带无线接入技术标准8 0 2 1 6 阳等，并被第四代移动 通信参考标准所采用。但是o f d m 技术也存在一个极大的弱点，即子载波间 正交性的保持，这将大大影响到o f d m 的可靠性，正交性是o f d m 的本质， 正交性维系着o f d m 的有效性和可靠性。 o f d m 技术的优点主要表现在h 0 1 ： ( 1 ) 抑制i s i - 通过串并转换，使每个子载波上的符号持续时间增加， 从而可以有效地减少时间弥散所带来的i s i ，因此减小了接收机的均衡复杂 度，甚至可以仅插入c p 作为保护间隔而不采用均衡器来消除i s i 。 ( 2 ) 提高频谱利用率：各个子载波之间保持正交性，可以使子信道频谱 相互重叠，可以最大限度地提高频谱利用率。 ( 3 ) 降低实现复杂度：采用i d f t 和d f t 来实现各个子信道中的正交调 制和解调，而对于子载波数很大的系统则通过采用f f t 来实现，不需要使 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 0 页 用多个发送和接收滤波器组，设备复杂度大为下降，降低实现的复杂度。 ( 4 ) 实现了非对称高速数据传输：o f d m 技术可以通过使用不同数量的 子信道来实现上行和下行链路中不同的传输速率，使下行链路中传输的数 据量远远大于上行链路中传输的数据量，实现了非对称性的无线数据业务。 ( 5 ) 易于结合其它技术：比如o f d m a 系统、多载波码分多址m c c d m a 系统、跳频o f d m 系统以及o f d m t d m a 系统等等，使得多个用户可以 同时利用o f d m 技术进行信息的传输。 o f d m 技术的缺点具体表现为： ( 1 ) 对频率偏移的敏感：频率偏移主要来源于时变信道的多普勒频移， 以及传输过程中收发两端振荡器存在的频率偏移，频偏能够破坏子载波间 正交性，从而形成i c i 。因此，对频率偏移敏感是o f d m 技术的主要缺点。 ( 2 ) 存在较高的峰值平均值功率l p , ( p a p r ) ：o f d m 的输出是多个子信道 信号的叠加，当多个信号的相位一致时，所得到的叠加信号的瞬时功率就 会远远大于信号的平均功率，导致出现较大的平均功率比，这就对发射机 内放大器的线性提出了很高的要求，否则会使信号出现畸变，导致叠加信 号的频谱发生变化，子载波间的正交性遭到破坏，引起i c i 。 3 2o f d m 系统中载波间干扰分析 由以上的分析可以看出，o f d m 系统与传统的串行通信系统相比，具 有结构简单、频带利用率高、抗多径衰落和脉冲噪声等优点，更适用于信 号的传输。但是，o f d m 技术是建立在子载波之间严格正交的基础之上， 传输过程中的任何载波信号波形畸变都会影响子载波间的正交性。在实际 传输中，信道的时变性以及在传输过程中出现的信号频率偏移或发射机与 接收机本地振荡器之间的频率偏差，都会破坏子载波之间的正交性，导致 子载波之间产生干扰。 西南交通大学硕士研究生学位论文。第2 1 页 3 2 1i c i 产生原因 o f d m 技术的主要缺点之一是对频率偏移十分敏感，而频率偏移会导 致子载波之间产生干扰。引起频率偏移的原因主要有：发射机和接收机之 间频率同步误差及频率不稳定引起的载波频率偏移、多普勒效应引起的接 收信号频谱的扩展等等。下面将对频率偏移和接收信号频谱多普勒扩展引 起的i c i 的原理进行介绍。 ( 1 ) 同步问题 没有准确的同步，就不可能实现可靠的数据传输。o f d m 作为一种特 殊的多载波传输系统同样需要精确的同步技术，其同步性能优劣直接关系 到整个通信系统的性能。在o f d m 系统中存在三个方面的同步要求：载波 同步，样值同步和符号同步。 载波同步是指接收机的振荡频率与发送机的载波同频同相，是为了消 除频率偏差对系统性能的影响。o f d m 对频率偏差要比单载波敏感一些， 且敏感程度与子载波数有关h 。由于o f d m 系统中各子载波之间是利 用正交性加以区分的，因此实现载波同步，确保这种正交性对于o f d m 系 统来说至关重要。另外，载波频率偏差所带来的这种信道间干扰会对系统 性能带来非常严重的地板效应，即无论怎样增加信号功率，也不能显著改 善系统性能。对于移动无线通信来说，无线信道的时变性和多普勒频移都 会或多或少的影响载波频率，使其发生偏移，从而破坏o f d m 系统内子载 波的正交性。 样值同步是指接收机与发射机的抽样频率一致，是确定样点的最佳抽 样位置，它包括样值定时同步和样值频率同步，前者是为了使接收端确定 每个样值的抽样位置；后者则是为保证接收端的采样频率和发送端同步。 符号定时同步是指i f f t 和f f t 起始位置一致，其目的是消除符号定 时偏差对系统性能的影响。在o f d m 系统中，只要保护间隔的长度大于最 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 2 页 大时延扩展的长度，基本上就可以完全消除由于多径所引起的i s i 4 2 4 3 3 。 与单载波系统相比，加入c p 的o f d m 系统对符号定时同步的要求相对宽 松，符号的起始时刻只要落在循环前缀内，就不会破坏子载波的正交性， 也就不会引起i c i 。但是为了使系统获得更好的性能，需要确定最佳的符 号定时，尽管符号定时的起点可以在保护间隔内任意选择，但显然任何符 号定时的变化，都会增加o f d m 系统对时延扩展的敏感程度，因此系统所 能容忍的时延扩展就会低于其设计值。为了尽量减少这种负面的影响，需 要尽量减小符号定时同步的误差。 ( 2 ) 多普勒频移 当发射机与接收机存在相对运动时，将产生多普勒效应，多普勒效应 会影响通信质量并产生多普勒频移，它由接收机相对于发射机的运动方向 和运动速度决定，计算公式为： 厶= 厶c o s8 = 无z e o s o ( 3 1 ) c 在理想频率同步的情况下可认为接收信号仍然保持子载波之间的正交 性，但具有随机特性的多普勒频移往往造成频率同步误差。这个频率偏差使 得目标子载波上传输信号有效成分衰减，并引入了i c i ，导致有效信噪比进 一步降低。 3 2 2i c i 理论分析 我们仍然采用图2 2 所示的o f d m 基带系统框图，假定此时的o f d m 系统与前面的例子保持一致，子载波个数为，在经过编码、调制之后发 送的并行频域数据可以表示为： x = ( x ( 0 ) ，x ( 1 ) x ( n 一1 ) ) r 通过i f f t 变换后的时域数据为： x = ( x ( o ) ，x 0 ) x ( n 一1 ) ) 。 ( 3 - 2 ) ( 3 3 ) 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 3 页 在接收端，接收到相应的时域数据为： y = ( y ( o ) ，y ( 1 ) y ( n 1 ) ) 1 ( 3 4 ) 通过f f t 变化后的频域数据可表示为： y = ( y ( o ) ，r 0 ) y ( n 一1 ) ) 1 ( 3 5 ) 其中，接收端第k 个子载波上的时域数据y ( k ) 的具体表达式为： - 1 y ( 尼) = 办( 尼，) x ( 尼) + w ( 后) ，k = o ，1 ，n l ( 3 6 ) 1 = 0 这里h ( k ，z ) 表示的是信道在o f d m 符号的第k 个采样点第z 径的时域信道 响应，上是信道的多径路数。 我们用矩阵的形式表示经过信道之后的接收信号即式( 3 4 ) ，表示为： y ( o ) y ( 1 ) y ( l l 、 y ( ) y ( n 一1 、 x ( 0 ) x o ) ： = h lx ( l 1 ) x ( 三) x ( n 一1 、 + w ( o ) w o ) w ( 三一1 ) w ( 上) w ( n 一1 、 其中h 为时变信道脉冲响应，其矩阵形式为： h = h ( o ，0 ) h ( 1 ，1 ) o 0 o h ( 1 ，o ) h ( l ，l 一1 ) o h ( 0 ，2 ) h ( 1 ，3 ) o h ( n 一1 ，1 ) h ( o ，1 ) 办( 1 ，2 ) 0 h ( n 一1 ，0 ) ( 3 - 7 ) ( 3 - 8 ) 由上式可以看出，该矩阵零元素占据很大部分，主要是因为f f t 长度远大于 信道多径路数。由于c p 的存在，h 矩阵中的前一1 行的每一行最后会有信 道响应的存在。 设，为归一化的f f t 矩阵，它的第( 足，z ) 个元素为： 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 4 页 即川= 专灯伽似晰- 1 ) ( 3 9 ) 此时信道响应矩阵的频域形式可以表示为： h = f h f h ( 3 1 0 ) 对于接收信号向量y 中的每一个元素，都可以写成下面的形式： n一-i y ( 后) = a ( k ，后) 。y ( 尼) + ：h ( k ，川) r ( 七) + w ( k ) ( 3 - 11 ) 新石_ m 式( 3 1 1 ) 中右端第一项是期望接收到的信号，第二项即是接收信号中的 i c i ，第三项代表的是频域中的加性高斯噪声。在h 矩阵中，如果每一行元素 都是相同的，那么就是一对角矩阵，则式( 3 1 1 ) 可以简化为： 】，( 尼) = h ( k ，七) x ( 七) + 形( 尼)( 3 1 2 ) 此时接收信号y 中不存在i c i ，这样在系统中只用简单的单抽头频域均 衡的方法就可以得到比较理想的系统性能h 4 儿4 5 儿4 6 3 。但是当系统设计者要采用 更长的符号长度，或是发射端和接收端在高速移动时，此时信道的时变特性 就不能被忽略，我们就要采用相应的方法抑制甚至消除信道时变的影响。 3 2 3i c i 对o f d m 系统的影响 为了分析方便，假定c p 的长度大于信道冲激响应的长度，且利用频 域均衡器对信道进行了有效补偿，此时可以忽略信道多径效应的影响而认 为噪声是影响信道的主要因素。接收信号中引入了频率偏移时，频率偏移 可以看作是信道中引入的一个乘性因子，其模型如图3 1 所示。 了妒 彤纠 1r x 例。人a 一厂、y ( n ) 一 一k y7 图3 1 频率偏移模型 图3 1 中= 织被定义为归一化的频率偏移，是发送端和接收端载 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 5 页 波频率偏差，c 是子载波的符号周期，w ( n ) 是信道中引入的高斯白噪声。 接收到的信号可以由发送信号、频率偏移和噪声得到，即： y ( ，2 ) = x ( n ) e + w ( ，1 )( 3 - 1 3 ) 设y ( k ) 表示频域接收信号，x ( k ) 是第k 个子载波上传送的符号，子载波 总数为，则第k 个子载波上的信号可以表示为： y ( 尼) = x ( 七) s ( o ) + x ( ) s ( t - k ) + 形( 七) ，k = o ，1 - i ( 3 1 4 ) 其中，s ( t k ) 是接收信号中i c i 部分相关系数，表示第，个子载波和第k 个子 载波之间的i c i 。i c i 的相关系数可以表示为h 7 1 ： s(z一七)=sin(ix至(i+丙e-k)e冲(，万(1一万1nsin( ) ( ，+ 一后) ) ( 3 - 1 5 ) 竺( z + 一后) ) 川 厂、 式( 3 1 4 ) 中右边第一项代表的是期望信号，如果= 0 ，此时信道在一 个o f d m 符号内是时不变的，s ( o ) 可以取到最大值s ( o ) = 1 ，不存在i c i 干扰，保证了子载波间的正交性。但是由于信道的时变特性，系统中存在 频率偏移，即0 ，破坏了子载波间的正交性，解调出的数据存在乘性干 扰、i c i 干扰和加性干扰。式( 3 1 4 ) 中的第二项是由信道的时变特性而引起 的i c i 。图3 2 为对i c i 干扰系数s ( 1 一尼) 的仿真比较，令n = 1 6 ，= 0 ，归 一化频率偏移分别为= 0 2 和= 0 4 。从图中可以看出，当变大时，期 望信号的系数l s ( o ) i 变小，而i c i 干扰系数is ( t k ) i 越来越大，也就说明频 率偏移越大，载波间干扰越明显，对系统的性能影响也就越明显。 西南交通丈学硕士研究生学位论文第2 6 页 图3 2i c i 干扰系数仿真比较 为了更好的说明频率偏移对系统的影响，我们分别对频率偏移系数为 s = o 1 ，s = 0 3 ，= 0 5 时的干扰系数s ( 1 一k ) 的幅度和相位进行了仿真对 比，如图3 3 和图3 4 所示，从图中可以明显的看出，随着s 的变化，i c i 干扰系数的幅度和相位偏差也在变化，它们是成正比的变化，即频率偏移 越大，干扰系数的幅值和相位也就越大，因而造成的子载波间干扰也就越 严重。 | _ 一t z o 1 】 “ “ 稍 。胡孙一： 图3 3s o - k ) 幅度对比示意图 n 0 0 o 一 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 7 页 s 似阚位对比 图3 4s o - k ) 相位对比示意图 由此，我们可以定义一个矩阵s ，即： 可以得到： s = s ( o ) s ( 1 )s ( n 1 ) i s ( 一1 )s ( o ) s ( n - 2 i( 3 1 6 ) s ( - n + 1 ) s ( - n + 2 ) s ( o ) l y = s x ( 3 1 7 ) 在文献 4 8 中，推导了频率偏移v 造成的信噪比损失或的公式： d 。= 1 0 l o g ( 1 + e * 。”l 篙2 ， - 1 0 1 0 9 f 嬲 ( 3 舶， 由上式可以看出该损失的信噪比与子载波数和频率偏移矽的大小有 关，为了能更清楚的分