（通信与信息系统专业论文）全数字qam接收机关键技术的研究.pdf

摘要 随着通信科学的不断发展，全数字接收技术得到了越来越广泛的应用。本文 重点研究了全数字q a m 接收机中的两个关键技术符号同步和信道盲均衡。 在符号同步方面，首先，通过研究内插滤波器的原理，采用线性加权最小均方误 差准则，得到了性能改进的内插滤波器；其次，详细研究了g a r d n 盯定时误差检 测算法，针对其自噪声过大的缺点，采用改进结构的定时误差检测器，并仿真证 明此结构能有效降低自噪声，减小定时抖动。在盲均衡方面，重点研究了c m a 及其改进算法，仿真分析了它们的均衡性能，针对这一类算法稳态剩余误差过大 的缺点，研究了两种改进算法，一种是改进均衡器的系数更新，另一种是使用 m m a 算法和d d l m s 算法联合均衡。仿真表明，这两种方法都能很好地减小稳 态剩余误差，提高均衡性能。 关键词：全数字接收机q a m 符号同步盲均衡 a b s 缸a c t w i 血l h ei n 盯e 蹈i n gd e v e l o p m e n to fc 0 衄u n i c a t i o ns d e n c e ，t h et e c h n 0 1 0 百嚣o f a l l 捌百t a l 帕c e i v 盯h a v eb e 州d e l ya p p l i e di nm 雒y 丘d d s 1 1 1 i sp a p 盯f o c l l s 髓o nt w o k e yt o c h n o l o g i 嚣i nt h ea l l 面g i t a lq a mr e i v 昏一- s 皿b o ls y n d 巩血z a t i o n 锄dc h 锄e l b l i l l de q l l a l i z a t i o 几bf h e 笛p c 暖o fs y 血b o ls y n i h r o n i z a t i o n ，f m 譬1 1 y ，t h et h e o r yo f i n t e r p o l a l i o nf i l t c rh a sb 嘲s t i l d i e d a n dt h ep 曲m a n o f i n t e r p o l a t i o nf i l t e rh 越b 嘲 i m p r o v c db y 璐i n gl i n 盯w e i g h t c dm s e ( m j n j 西岫s q l l a r c 锄r ip 血c i p l e ，柚d 也e s i l n u l a l i o nr 嚣u l t ss h o wl h a tt h ep e r f o r m a n c ei sb 砒盯t h a n 血eo r i 咖a li n t 叩o l a t o r ； s e c o n d l y ad 勰s i c a l 缸i n g 洲d e t 硎o na 1 9 0 r i t h m 一- g 盯d n 盯a l 鲥t h mh 鹊b 啪 s t _ 嘶o di n 捌1 a ni m p r o v 。d 鼬n l c t l l o ft h ed 曲e c t o ri su s e dt o s i s tt h e1 a r g e s d f i 缸dt h es i m l l l a 石o n 托飘l l t ss h o w1 h a tt h i ss 仃u c 七m 啪e 伍c i e n t l yr e d u c eb o t h 血cs d f n o i 加d 血e 血啦j i t t 盯i nm c 唧c c to f b l 砌o q l l a l i z a 6 吗c m a ( c o n s t 趾t m o d l l l 璐a 1 9 0 r i t h m ) a n di t si m p r o v e da l g o r i t h 】吐h a v eb e s t i l d i c d a i l dt h t 、o i m p r o v e dm c l h o d sa r cs t i l d i e di n “e wo fm el a r g e 蛐朗d yr 嚣i d l l a le r m r ：ei st h e i m p r o v 锄衄to f t h ec q l l a l i z 口c o c f 右c i e n t su p d 缅g ，姐d1 h eo t h c ri sm ec o m b i n 撕o f 雌趾dd d l m s s i m u l a t i 加r 咖l t ss h o wt h a tb o 血伽om e i h o d s 啪r c d u c es t c a d y r 鼯i d l l a le r r o r 锄di m p v et h ep 盯f 0 m i a n c eo f 饯l u a l i z a d o n k e y w o r d ：仙坷g i t a lr e j v e rq a ms y m b o ls y n c h i z a 廿蚰 b l i n d e q u a l i z a o n 西安电子科技大学 学位论文创新性声明 秉承学校严谨的学风和优良的科学道德，本人声明所呈交的论文是我个人在 导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标 注和致谢中所罗列的内容以外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成 果；也不包含为获得西安电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的 材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中做了明确的说 明并表示了谢意。 申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担一切的法律责任。 本人签名： 西安电子科技大学 关于论文使用授权的说明 本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即：研究 生在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属西安电子科技大学。学校有权保 留送交论文的复印件，允许查阅和借阅论文；学校可以公布论文的全部或部分内 容，可以允许采用影印、缩印或其它复制手段保存论文。同时本人保证，毕业后 结合学位论文研究课题再攥写的文章一律署名单位为西安电子科技大学。 ( 保密的论文在解密后遵守此规定) 本学位论文属于，在年解密后适用本授权书。 本人签名： 导师签名： 垂整 数岳 日期 日期 矽牙弓j 多 渺3 ；，i ； 第一章绪论 第一章绪论 自人类进入二十世纪以来，通信领域发生了翻天覆地的变化，尤其是从2 0 世 纪的7 0 年代开始，随着计算机技术、微电子技术、自动控制技术的发展，通信技 术更是日新月异，从模拟通信系统到数字通信系统、从固定通信到移动通信，新 的通信体制与标准不断被提出，通信业务范围不断扩大。虽然模拟通信到数字通 信实现了通信事业的一大飞跃，但是此时的数字通信并没有实现全数字化。2 0 世 纪8 0 年代，为满足通信器件不断提高的数字化、集成化要求，全数字接收机被提 出。 1 1 全数字接收机出现的原因 一直以来，在模拟通信系统中，模拟器件的一系列非理想特性：模拟滤波器 的相位失真，放大器和混频器的非线性等在很大程度上限制了模拟通信系统的性 能。并且模拟通信系统实现起来结构复杂，设备体积庞大，功率损耗严重，容易 出现故障，且调试不便，兼容性低，不便于系统的优化和升级，这些都使模拟通 信系统在实际应用中渐渐淡出，新的通信体制如高清晰数字电视、第三代移动通 信系统和互联网络等都采用的是数字通信方式，目前，国内的数字电视广播迅猛 发展，正在逐步取代模拟电视，传统的模拟蜂窝移动通信系统也已经被数字移动 电话系统所取代。 传统的数字通信系统都是通过把数字信号调制到正弦载波上进行传输，以达 到远距离传播数字信号的目的。由于调制后的载波信号是模拟信号，因此在通信 过程中，从发射端的调制器到接收端的解调器，系统中所传送的信号、采用的器 件和信号处理的方式都是模拟形式的。传统数字通信系统主要采用反馈式模拟环 路来解调，解调中的载波和时钟恢复算法主要集中于经典的以锁相环路( p l l ) 为基 础的递归反馈式结构，这种结构的锁相环捕获时间长，存在假锁、失锁、抖动等 问题，并且可靠性较差，锁相环设计困难，系统构成复杂。现代通信业务的不断 扩大，使频带越来越拥挤，为在有限的频带内传输更多容量的信息，一些频带利 用率很高的数字通信调制方式如多进制相移键控( m p s k ) 、多进制正交幅度调制 ( m q u d 在高速通信系统中被采用。但是，这些调制方式对相差的要求十分严格， 采用传统数字通信系统的反馈式模拟锁相环来解调变得难以实现。随着d s p 器件 的发展，数字信号处理技术更为广泛的应用到通信领域，一种不用锁相环也没有 反馈回路的数字式开环结构的解调技术受到人们的重视，这就是全数字接收技术。 全数字接收机是在接收机前端即中频、高频或靠近接收天线的地方采用模数 转换器将接收机收到的调制载波信号取样、量化，转换为数字信号，接收机后续 2 全数字q a m 接收机关键技术的研究 的工作如：载波相位误差和时钟相位的消除，最佳判决点的估计，符号的判决等， 全部由数字信号处理器来完成，这样有利于整个接收机的全数字化、集成化。它 和传统的数字接收机不同，解调用的本地参考载波和采样时钟都振荡于固定的频 率。这样，可以克服传统的数字接收机中需要将信号反馈到模拟部分进行反馈控 制带来的硬件实现复杂以及在采用高效传输方式时锁相环设计困难等问题。 1 2 全数字接收机的发展概况 从2 0 世纪8 0 年代初开始，就有不少作者研究过调频、单边带调制、短波调幅 等信号的全数字接收问题。1 9 8 0 年，l e f m k s 对数字信号提出了一种基于最大似 然参数估计( m l ) 的符号定时误差估计算法 i 】。1 9 8 3 年，a j f r a n k 和a m v i t e f b i 提 出了一种典型的数字载波相位估计算法【”，此后全数字接收机逐渐成为通信研究 领域的热点。1 9 8 8 年m 0 e r d c r 和h m e y r 提出了一种与载波相位无关的时钟误差的 估计算法【3 】，这种算法利用数字滤波和平方律检波的方法，对采样信号首先进行 模平方操作，再经f f t 变换后提取时钟误差，由于该方法与载波相位无关，时钟 误差的估计可以独立于载波同步来计算。 当然，以上的研究工作都是针对定时误差、频偏、相差的估计等的一个或几 个来进行的，讨论的只是数字接收机关键技术的某个方面，还没有出现过一个真 正意义上的结构完整的全数字接收机。 第一个完整的全数字接收机系统是德国学者g a s c h c i d 和m o e r d c r 提出的， 他们设计并实现了一个8 p s k 的全数字接收机系统。该系统的基本思想是在接收机 中用一个固定频率的自由振荡器来对基带信号进行异步采样，同时采用极大似然 算法对接收信号的载波和时钟相位误差进行直接并行的估计和校正。文中主要强 调的是直接估计的思想，并没有意识到异步采样给接收机带来的重要影响，且没 有进行深入分析，以现在的技术水平来看这个接收机过于复杂庞大，没有太多的 实用价值。虽然如此，m o 盯h 等人的研究在理论和实践上迈开了全数字接收机领 域研究工作的第一步，并为后人的研究工作提供了全新的思路。此后，全数字接 收机理论便逐渐开展起来。但是在较长的一段时间内，人们的研究工作主要还是 局限于经典的以锁相环路( p l l ) 为基础的递归反馈式的接收机体系结构，所提出的 载波和时钟相位误差估计算法往往也是以这种结构作为讨论的前提。因此，异步 采样带来的影响仍然没有引起足够的注意， 直到1 9 9 3 年，f m g a r d n 盯，l e 邢d ，r a h a r r i s 等提出了用内插滤波器月吲来 解决全数字接收机的定时同步问题，文中深入分析了异步采样对数字接收机所带 来的影响，指出在异步采样条件下，本地采样时钟与发送端的符号发送时钟是不 相关的，必须采用内插的方法利用信号样值对最佳采样点进行估值，才能够获得 第一章绪论 与发送端一致的传输码流，并对全数字接收机的插值算法作了详尽的分析，同时 给出了几种插值滤波器的参数。g a r d n 盯等人的研究工作使人们对全数字接收机的 研究转移到一个新的方面，即采用插值滤波器实现符号时钟调整。至此，全数字 接收机结构才发生了根本的变化。与传统的数字接收机才有了本质的区别。 此后，内插滤波器的设计和控制问题成为了人们研究全数字接收机的又一热 点，并取得了许多成果。学者们在g a r ；d n e r 等人研究的基础上从内插函数的选择以 及内插滤波器的设计和实现结构几个方面发展了插值理论m 【8 9 j 【i o 】【l ”，使内插滤波 器性能得到很大改善。同时对符号同步中定时误差检测“2 i l3 】【i 町的问题，也提出来 各种各样的检测算法和改进算法。对于全数字接收机中的其它关键技术如；载波 恢复【“】【”1 和信道均衡”3 】【”1 等也不断的有新的算法和技术被提出，全数字接收机 的研究逐步发展和成熟起来。 目前，全数字接收研究已开始走向应用研究，1 9 9 6 年n b v u t o 等对d e c t 系统全数字接收问题的研究【5 2 】：r s u b 衄a n i 孤对移动通信中全数字接收机的设计 和实施问题的研究口7 1 ；1 9 9 9 年s g ，g l i s i c 等利用全数字接收技术进行的低信噪比下 p n 码获取和同步的研究”8 】；r l t m p n 对全数字雷达接收机设计1 问题的研 究；2 0 0 3 年美国m i 皿鼯o t a 大学的e s a b 盯i n i a 和a h t 洲凤等对超宽带o f d m 系统 最大似然全数字接收机的研究等；南韩甚至还提出了一种基于全数字接收的水 下声波通信系统【6 l 】，没有采用传统的p l l 或d l l 同步方式在时变系统下能够降低 系统复杂度提高系统鲁棒性；西班牙h p 实验室也提出了基于f p g a 的能够完成i f 识别下变频时间同步频率相位同步等功能的d s 全数字接收机 6 2 j 。 同样地，在国内，有关全数字接收机的研究也在不断发展，很多关于全数字 接收机关键技术的研究和算法被提出。在定时恢复方面，王育红、吕军伫”、文 富忠阱1 等人分别对于定时提取方法作了研究并提出了一些改进措施，1 9 9 6 年樊平 毅和冯重熙提出了f 瓜滤波器结构的内插滤波器的设计及其优化设计方法】i ，得 出了不同于g a r 血e r 结构的内插滤波器，丰富了插值滤波理论。在载波同步方面， 1 9 9 6 年樊平毅。冯重熙提出了一种适合于线性调制信号的载波相位恢复方案】【拍】， 并对相位估计量统计特性作了分析。就整个全数字接收机系统来看，国内学者也 进行了深入探讨，同时取得了一系列重要成果。1 9 9 8 年郑大春、项海格提出了一 种应用最大平均功率法为定时同步算法的q a m 全数字接收机结构m 】。同年王育红 等提出了一种适合恒包络线性调制信号的全数字接收机结构，其中采用了时钟相 位联合估计的方法进行载波恢复和定时恢复啪】。正是这些算法的不断提出，全数 字接收机技术在国内迅速发展起来，应用越来越广泛。 4 全数字q a m 接收机关键技术的研究 1 3 全数字接收机与传统接收机的区别 全数字接收机和传统的数字通信系统接收机的根本区别是其数字信号的解调 不是采用模拟方法而是通过数字信号处理技术来实现。 图1 i 传统数字接收机结构 传统的数字通信系统接收机的结构如图1 1 所示( 以m q a m 信号的解调为例) ， 其中各解调单元都是用模拟处理的方法和器件实现的，模块中使用了模拟滤波器、 鉴相器和压控振荡器c 0 ) 这些传统的模拟解调单元，这些模拟器件形式复杂，体 积庞大，调试周期长，而且受人为因素影响大，器件内部噪声大，易受环境影响， 可靠性差，这些缺点严重影响了其在数字通信系统中的性能。 全数字接收机是指载波同步中不含有向模拟前端进行反馈的控制信号，模数 转换器( a ，d ) 界定了解调器的模拟和数字部分，即模数转换器的位置决定了接收机 的数字化程度。如图1 2 所示是一种全数字接收机结构。 图1 2 全数字接收机结构 全数字接收机与传统的数字接收机有明显的区别，主要体现在：首先，在符 号同步方面，全数字接收机中利用高精度固定本振产生独立于符号频率的采样时 钟，用插值算法根据输入的采样值计算出最佳判决点，根据数字信号处理算法计 第一章绪论 算定时误差。而传统数字接收机的情况则不同，它是采用锁相环结构，用定时误 差来反馈调整前端的采样时钟，采样时钟不固定，而是随着定时误差不断变化的， 这样使硬件实现的电路调整非常复杂。其次，在载波恢复方面，全数字接收机将 载波恢复分成“同频”与“同相”两部分，采用一个高精度固定本振对中频信号解调， 并利用数字信号处理算法对a d 采样信号进行载波频偏和载波相偏估计，然后根据 频偏和相偏误差的估计值来做相应补偿。而传统的数字接收机通常采用锁相环结 构实现载波同步，需要提取载波误差去控制压控振荡器，才能正确恢复载波。 接收机的全数字化带来很多优势：首先，先进的计算机技术、微处理器技术 可以应用到传统的通信接收机中，实现通信技术、计算机技术和大规模集成电路 技术的无缝融合；其次，全数字接收机的硬件具有很好的可重复性和可靠性，对 内部噪声、非线性失真和阻抗匹配都有很好的适应性，更适合大规模生产：另外， 接收机的变频、滤波和解调功能可以在一个公共的硬件平台上实现，采用不同的 软件算法可以实现不同调制方式的解调。 1 4 本文的工作 本文主要研究了在全数字接收条件下q a m 信号的符号同步和信道盲均衡的问 题。全文分为五个章节。 第一章，简单论述了全数字接收机出现的原因，其近年来的发展情况，并和 传统数字接收机作比较，分析了全数字接收机与传统数字接收机的区别。 第二章，论述了q j w 调制解调的基本原理，讨论了在不同的调制参数下应怎 样选择星座图，并提出了q a m 信号的全数字解调模型，最后简单介绍了o m 全 数字解调中的关键技术。 第三章，系统地分析了符号同步问题。在提出本文所研究的符号同步的结构 的基础上，对q a m 信号符号同步环路中各模块进行了详细研究。在内插滤波器方 面，根据内插滤波器系数设计的优化方法，得到了改进的内插滤波器，并通过仿 真验证了改进内插滤波器的性能。在定时误差检测方面，针对g a r 血c r 算法引入的 自噪声过大的缺点，采用改进结构的定时误差检测器，给出了改进结构与g a r d n e r 检测器的仿真对比。最后对符号同步环路进行仿真，得到不同条件下的仿真结果， 验证了同步环路的良好性能。 第四章，主要研究了q a m 信号的盲均衡问题。首先简单论述了盲均衡算法的 发展、实现模型以及性能指标。分析了几种典型的盲均衡算法，重点研究了在实 际中应用最为广泛的c m a 算法及其改进算法，仿真分析了它们的均衡性能。针对 这类算法稳态剩余误差比较大的缺点，研究了两种改进方法，一种是改进均衡器 的系数更新，另一种是使用m m a 算法和d d l m s 算法联合均衡，并通过仿真验 6 全数字q a m 接收机关键技术的研究 证了它们的优越性。 第五章，总结全文，并给出了今后工作的一些展望。 第二章q a l 调制解调原理 第二章q 蝴调制解调原理 近年来，随着通信业务需求的迅速增长，寻找频谱利用率高的数字调制方式 己成为数字通信系统研究的主要方向之一。q 蝴调制由于频谱利用率高，在各种 通信系统中有着广泛应用，是数字微波通信、有线电视网数字视频广播等的主要 调制方式。尤其随着多媒体通信业务量急剧增加和信息高速公路的发展，目前 q a m 调制己被定为欧洲有线数字视频广播的标准调制方式，同时也是数字互动点 播信号的调制方式。 2 1 1q a m 调制的基本原理 2 1q a m 调制原理 q a m ( 正交幅度调制) 是用两路独立的基带数字信号对两个相互正交的同频载 波进行抑制载波的双边带调制，莉用这种已调信号在同一带宽内频谱正交的性质 来实现两路并行的数字信息传输。 q a m 信号的一般表达式为啪】： s ( f ) = 一。g ( f 一栉z ) c o s ( ，f + 矿。) ( 2 1 ) 其中，以是基带信号幅度，g o n z ) 是宽度为的单个基带信号波形。式( 2 1 ) 的正交表示形式为： j ( f ) = 【g o 一以z ) 】c 0 8 k f 一 y 。g ( f 一行i ) 】s i nw c f 一一 ( 2 - 2 ) = z ( f ) c o s 叱f 一) ，( f ) s i n m 0 式( 2 - 2 ) 中， = 。c o s ) ，。= 以s i n 吼 q a m 中的振幅工。和y 。可以表示为： = 口 ( 2 - 3 ) y 。= 6 。彳( 2 4 ) 式( 2 _ 4 ) 中，一是固定振幅，口。，吒由输入数据确定。伽。 慨) 决定了已调q a m 信 号在信号空间中的坐标点。 口。i 6 。) 的值为1 ，3 ，( 对于m q a m 矩阵星座图， f - l o g ：肘) ，并且伽1 6 。) 是相互独立的。 正交幅度调制的调制框墅如图2 。1 所示： 8 全数字q a m 接收机关键技术的研究 图2 1q a m 信号调制框图 图2 1 中，同相与正交两路的，位二进制比特经电平变换转换成m 电平( 埘= 2 。) 的基带信号x ( f ) 、y ( f ) ，分别对同相载波和正交载波进行线性调制( 即相乘运算) ， 最后相加即得到m q a m 信号。而每一对( 4 。，以) 对应一个信号点，所有信号点的 集合称为q a m 信号的星座图。 2 1 2q a m 星座图的选择 根据星座映射规则的不同，星座图有不同的分布形式。以1 6 q a m 为例，两种 常用的星座图如图2 2 所示，分别为方型星座图和星型星座图。方型星座图也称标 ( 蛔) 。 3一 l一 。 ( _ j d。j i3 。j一 )一 ( 1 m ) 惋46 l j k 6 1 ，o f 必义埘 仉4 6 ” 图2 2 1 6 q a m 的星座图 准型星座图，其中信号点的分布呈方形。同样地。星型星座图中信号点的分布呈 星形。 q a m 调制有几个重要的参数：峰值一均值比，星座点间最小欧几里德距离 d 。和最小相位偏移p 。不同的数字传输系统，对这些参数的要求各不相同。 ( 1 ) q p d 订信号的峰值一均值比y 第二章q a 】调制解调原理 9 r = 2 竺( 2 5 1 其中，只。表示信号的峰值功率，厶表示信号的平均功率。 ( 2 ) 最小欧几里德距离d 。 最小欧几里德d 。距离是指q _ w 信号星座图上星座点间的最小距离。该参数 反映q 蝴信号抗高斯白噪声的能力，最小欧几里德距离d 。越大，抗高斯白噪声 的性能就越强。 ( 3 ) 最小相位偏移 最小相位偏移p 。是指标准q a m 星座图上信号点之间相位的最小偏移量。该 参数反映q a m 信号抗相位抖动能力和对时钟恢复精确度的敏感性，最小相位偏移 口。越大，抗相位抖动能力就越强。 一个性能较好的q a m 信号，其星座图要尽可能满足以下三个方面的要求： a 、要有较小的信号峰值一均值比，以保证调制信号的包络起伏小，增强其抗 非线性失真的能力。 b 、要使信号点间的最小欧几里德距离尽量大，以获得最佳的抗加性高斯白噪 声性能。 c 、要保证星座点间最小相位偏移尽量大，以增强调制信号的抗相位抖动性能， 包括抗定时恢复的时钟抖动和抗信道相位抖动性能。 就一个确定的q a m 星座图而言，是不可能同时满足这三个要求的，而只能根 据不同传输系统的要求，在保证主要性能要求的前提下，折中地或采取自适应的 办法州进行设计调节。不同星座图的参数值见表2 1 。 表2 1 1 6 0 a m 星座图的参数比较 类型 d my 方型星座图 1 8 。 o 6 3 3 毛 1 8 星型星座图4 5 。 o 5 3 4 1 5 1 4 由表2 1 可见，当信号平均功率匕。一定时，方型星座图的最小欧几里德距离 d 。比星型星座图要大，也就是说，方型星座图抗高斯白噪声能力比星型星座图强， 适宜在典型的高斯白噪声信道中使用。但是，在抗相位抖动及抗非线性失真等性 能上，方型星座图则不如星型星座图，这是因为其最小相位偏移只。比星型星座图 小且峰值一均值y 大于星型星座图。 1 0 全数字o a m 接收机关键技术的研究 2 2 1q a m 信号的解调原理 2 2 q a m 解调原理 m q a m 信号采用相干解调的原理框图如图2 3 所示，解调器输入信号与本地 恢复的两个正交载波相乘后，经过低通滤波器滤除高频成分，输出两路基带信号。 图2 3 ( a m 信号相干解调原理图 2 2 2 全数字接收机中q 舢讧信号的模型 全数字接收机的原理框图在绪论中已经给出( 如图1 2 所示) ，现在对q w 解 调的数学模型进行分析，若发送端已调制的q a m 信号以j ( f ) 表示： s ( f ) = r e z 8 ) 一2 磋7 ( 2 6 ) 式( 2 - 6 ) 中正为载波频率，z ( f ) 为基带信号，由2 1 1 节的分析可知，z ( f ) 可以 表示为： z ( f ) = ，( f ) + - ，q ( f ) = ( q + 见培，( i ) ( 2 7 ) 月 其中口。是要传输的同相数字信号，瓯是要传输的正交数字信号，岛( f 一以z ) 是发送 端基带成形脉冲响应。 假设信号在理想带限信道中传输，建立数学模型时忽略加性高斯白噪声和符 号间的交叉串扰，仅存在信道时延f 。则接收端接收的信号，( f ) 为： r ( f ) = s ( f f ) = r e z ( f f ) 一2 “7 2 。口( 2 8 ) 在解调器中采用相干解调法( 如图2 3 所示) ，由于全数字接收机中采用异步采 样，所以两端的采样频率必然会存在一定的偏差，设为4 ，；。同时，正交的本振参 考载波对接收信号进行下变频时，本振频率和发送端的载波频率正有可能不完 全相同，而是存在一个频率差嵌= 一丘，这个频率差就是载波频差。且收发两 第二章q j 订调制解调原理 端匹配滤波器的冲激响应的卷积 ( f ) = 所( f ) o g 。( f ) 为升余弦滚降滤波器，满足奈 奎斯特第一定理，则低通信号经匹配滤波器滤波后输出的信号y ( f ) 可表示为： j ，( f ) = 【( 口+ 1 ) o 一万r f ) k 9 ( 2 9 ) 其中p ( f ) = 2 万( 颤+ 疋弦+ 伊，妒为相位偏差。 采样后的数字方式表示为： y ( 刃= 【( 口。+ j 以) ( t 丁一以丁一f ) 】p 9 ”( 2 1 0 ) 从式( 2 - 1 0 ) 可以看出，q a m 信号相干解调后得到的信号中包含有定时误差、 载波频率和相位偏差，后续必须有相应的模块即符号同步和载波恢复来消除这两 个误差才能正确解调出信号。 2 - 3 全数字q a m 接收机结构 由第一章图1 2 可知，全数字接收机主要包含三个关键模块，分别为：符号同 步、载波恢复和均衡。其中符号同步是为了消除定时误差，使接收机能在符号最 佳时刻判决，载波恢复是为了消除频率偏差和相位偏差，均衡则是为了消除由于 发射和接收滤波器、时延与多径传输、耦合效应及多址干扰而引起的码间干扰。 2 3 1 符号同步 在全数字q a m 接收机中，下交频模块对a ，d 后的采样信号进行初步解调以生 成同相与正交的两路基带信号，经过低通滤波后，需要对基带信号进行周期性的 采样以得到发送的信息。周期性采样为每个符号间隔采样一次，这就需要知道每 个发送符号的幅度最大时的抽样时刻。由于在接收端对发送机到接收机的传播延 迟一般是未知的，为了对混频器的输出能同步采样，就必须从接收信号中恢复出 符号同步信号。符号同步就是在码元周期t 中选择适当的时刻对数据进行判决。传 统的符号同步往往采用非线性处理加窄带滤波及锁相跟踪技术，从接收信号中提 取定时信息用于符号同步；全数字接收机利用固定的本振产生采样时钟，用数字 信号处理算法，通过检测或估计定时误差，并采用内插算法纠正误差，从而完成 同步。 2 3 2 载波同步 在q a m 传输系统中，接收端通常采用相干解调( 同步解调) 方式，这就要求接 收端在解调时必须产生一个与载波同频相干的载波。在没有训练序列的帮助时， 需要从接收信号中产生相干载波，这个过程为载波同步。产生的相干载波必须在 1 2 全数字q a m 接收机关键技术的研究 频率和相位上与发送机中的载波致才能完成正确解调，否则由于频率偏差或相 位偏差会造成接收的q 剐信号的星座图旋转，解调器不能正确工作或性能会显著 下降。 在全数字解调算法中，由于采用固定频率的本地载波，收、发端存在频率和 相位误差，如果不加以校正将严重影响信号的解调。全数字化载波同步包括频率 恢复和相位恢复，需要直接对接收信号进行处理得到载波频率和相位误差以进行 补偿。 2 3 3 信道盲均衡 传输信道的非理想因素造成的信号失真将严重影响到信号解调的性能，特别 是带宽受限及回波等因素造成的码间干扰( i s i ) ，会引起误码率显著升高。因此，要 在接收端正确恢复信息，需要使用信道均衡技术来校正信道的幅频特性和相频特 性，消除码间干扰的影响。均衡器能够在不增加信号能量或增大带宽的条件下消 除码间干扰，减小误码率。 由于传输信道的参数往往是未知的，因此均衡器的参数无法事先确定，只有 通过自适应调节的方法来更新均衡器的参数。传统的基于训练序列的自适应均衡 方式，每次建立新的通信过程时都需要发送训练序列，这样会降低信号的传送效 率。因此，通常采用盲均衡方式，盲均衡是指不用借助训练序列，仅利用接收信 号本身的特性对信道进行自适应均衡的方法。 2 4 本章小结 本章简单论述了q 州调制解调的基本原理，讨论了不同的系统性能要求下， 调制端q a m 星座图的选择。通过论述q a m 解调原理，分析了全数字接收机中的 q a m 信号模型，最后简单介绍了一下全数字接收机中的关键模块 第三章符号同步 第三章符号同步 符号同步技术是数字通信系统的关键技术之一，它的好坏将直接影响整个解 调系统的性能。在数字通信系统中，通常采用一个独立振荡的高稳定度、高精度 时钟对接收到的信号进行直接采样，由于本地采样时钟独立于发送端的时钟，所 以不可避免地存在采样时刻的偏差，同时发射机到接收机存在有未知的传输时延， 导致接收端数据样点并不一定在最佳采样点上，从而造成误码，无法正确地恢复 信号。为了正确恢复发送信息，必须从接收信号中估计出采样偏差和传输时延， 从而在最佳采样点上采样。所以符号同步是数字传输系统中一个重要组成部分， 是衡量系统性能的重要指标。 3 1 1 符号同步的意义 3 1 符号同步的基本理论 由数字通信的知识可知，在加性高斯白噪声信道( a w g 条件下，根据最佳接 收机理论推导出的相关解调器或者匹配滤波器都必须在卢t 时刻抽样判决，也 即精确还原发射端符号抽样点位置的信号值后才可保证最低的误码率。其中，t 为 符号周期。图3 1 给出了匹配滤波器的输出波形。 ot2 t 图3 1 匹配滤波器的输出波形 由匹配滤波公式y ( f ) = j ( f 弦口一f + f ) 出可知，卢t 时刻是最佳抽样判决时刻， o 超前或滞后都会使误码率增加。 3 1 2 符号同步的结构 在全数字接收机中，采样时钟是独立于发送端符号时钟的，符号的最佳时刻 不能通过直接采样取得，必须利用定时误差检测和内插控制手段对独立的信号样 本进行插值运算，以得到最佳采样时刻的近似值。符号同步主要由两部分组成， 1 4 全数字( a m 接收机关键技术的研究 包括定时误差提取部分和定时误差消除部分。它首先检测出输入信号的定时误差， 用所检测出的误差值对内插滤波器进行控制，通过数字内插方式实现误差的消除。 按照内插滤波器和定时误差检测器是否构成闭环，全数字符号同步方法主要分为 两类，一类是前馈式的符号同步结构，这种方法直接利用接收的数据进行定时误 差估计和定时误差消除。前馈式符号同步环路直接由输入信号采样值计算采样误 差，无需反馈，因此可以快速收敛。但是由于这种方法是根据一定的估值准则得 到定时误差，所以需要的计算量比较大，复杂度较高，精度也不如反馈式符号同 步。 另一类是反馈式结构的符号同步。反馈式的符号同步实际上是一种类 p l l ( p h a l o c k 。dl o o p ) 结构，内插滤波器用控制模块提供的定时信息来消除输入 信号的定时误差，内插后的信号被送到误差检测模块，检测出的误差信号通过环 路滤波后作为数控振荡器的驱动信号，从而完成整个闭环的反馈。采用反馈式结 构的符号同步有较好的跟踪性能，甚至当采样频率偏差较大的情况下仍然有较好 的性能，但是由于需要经过一定的捕获时间才能进入锁定，所以同步的速度比较 慢，这种结构的环路捕获收敛时间一般比前馈式结构要长，因此对于大部分的通 信传输系统，如果对于符号同步的捕获时间没有特别的限制，而又要求有较好的 跟踪性能，大都采用反馈式的符号同步结构。 比较这两种方式的符号同步可以看出，前馈式的直接估计方法虽然锁定速度 快，但是精度比反馈式符号同步低，因此，这种方法更适用于需要快速同步的情 况。本文研究的是q a m 信号接收技术，由于q a m 信号尤其是高阶q a m 对精度 的要求比较高，所以采用的是反馈式结构。 内插滤 波器 内插滤 波器 h n - l 伪，i ( n ) 环路 滤波 器 q ( n i ，2 ) 。q ( n ) 抽取 定时误 差提取 i 路输出 图3 2 符号同步的实现结构 在全数字接收机中，接收端工作在固定的采样频率上，由高稳定度的晶体振 荡器来实现，定时误差的提取由算法来完成，误差信号不再反馈到模拟前端去控 制采样频率，而是自我调整控制，从已接收信号的采样序列中计算得到符号正确 判决点。本文中采用的符号同步结构如图3 2 所示。模块由匹配滤波器、内插器、 第三章符号同步 时钟误差提取、环路滤波器以及n c 0 组成。从图3 2 中可以看出：i 、q 两路信号 通过匹配滤波器后，进入内插滤波器进行内插，每个符号内插后有两个内插值， 一个是最接近符号判决点的最佳采样点， 的点，用这两个点来进行定时误差提取， n c 0 ，最后控制内插完成同步。 3 2 1 内插滤波器的原理 还有一个是两个符号的最佳采样点之间 得到的误差信号经过环路滤波器后送给 3 2 内插符号同步 内插问题是全数字接收机中的特殊问题。在全数字接收机中，因为a ，d 采样 的时钟是固定的，接收机的采样速率与发送端的符号速率相互独立，这样最佳采 样点的值不能通过直接采样得到，需要采用内插滤波器来实现。内插符号同步算 法适用于p a m 、b p s k 、q p s k 、q j m 等信号。本章主要研究内插滤波器在q 刖 信号符号同步中的应用。 内插滤波器实际上属于多速率信号处理滤波器的种，为了分析内插滤波器 的原理，f m g 羽n 盯给出了内插滤波器的速率转换模型嘲。该模型如图3 3 所示。 图3 3 内插滤波器速率转换模型 下面结合图3 3 来说明内插滤波器的工作原理。设发送的基带信号周期为丁， 接收端的采样周期为互。把周期为的信号样值如t ) 输入到内插滤波器，经 d a c 后，通过模拟滤波器 ，( f ) ，得到时间连续信号： y ( f ) = 工( m i ) 一( f 一柳z ) ( 3 1 ) 在f = 蝎时刻对_ y ( f ) 重采样，可得： y ( 够) = z ( 掰互) 岛( 碣一搬z ) ( 3 2 ) ) ，( _ i 正) 是所需要求的最佳插值点，以五为周期。五= 丁七，七是一个小整数。 图3 3 所示模型中包含了一个d a c ，一个模拟滤波器 以) ，但是实际上，在实现 内插滤波器时，这两个部分并不存在。图中之所以给出这两个部分，只是为了方 便地说明内插滤波器的原理。式( 3 2 ) 所表示的内插值，完全可以用数字的方式进 1 6 全数字q a m 接收机关键技术的研究 行计算，只要知道以下三个条件： ( 1 ) 输入采样序列z ( m z ) ； ( 2 ) 内插滤波器的脉冲响应 ，( f ) ； ( 3 ) 输入的采样时间z 和输出的采样时间正。 由于用数字方法实现内插运算，整个系统是统一的采样频率l z ， 是不存在的，z 应该用t 来表示。 定义滤波器指示数f 为： 叫钥一所 其中i n t 【z 】表示不超过z 的最大整数。 定义一个基点索引( 为整数) ： 她t 阴 定义小数问隔以为： 实际上魍 ( 3 3 ) ( 3 q 以：孥吨，o 以 1 ( 3 5 ) 以2 彳一m i o s 以引 p j 将式( 3 3 ) 、式( 3 _ 4 ) 和式( 3 5 ) 代入式( 3 2 ) ，此时式( 3 2 ) 可以写成： y ( 蝎) = y 【( 甄+ 以) 霉】 = 艺x 【( 一f ) z h 【( f + 以) i 】 ( 3 6 ) ，= 这就是数字内插滤波器的内插公式。 如果内插滤波器用有限脉冲响应滤波器( f q 来实现，则，。和j ：表示的是固定 的、有限的数，用于计算内插值的数字滤波器实际上具有f = 毛一+ 1 个抽头。 3 2 2 内插滤波器的控制 符号同步环路的内插滤波器由n c o 控制，它根据接收的定时误差信号，给内 插滤波器提供内插运算所需要的参数研。和版。一旦和以由控制器确定后，用 来插值的信号样点和内插滤波器的系数就确定了。 n c o 实际上是一个相位递减器，工作于频率1 z ，它的差分方程为【6 】： ，7 ( 月) = l t 7 ( 万一1 ) 一矿( 一1 ) l m o d 一1 ( 3 7 ) 式( 3 7 ) 中，m o d 为模函数，只取余数部分，7 ( 阼) 为第n 个工作时钟的n c o 寄存器 变量，初始值为1 ，( 以) 为n c o 控制字，即相位递减器的步长，由定时误差信号 第三章符号同步 1 7 经环路滤波器滤波后提供。寄存器中的，7 ( ) 值每1 秒减一次形( 以) ，寄存器减掉一 定个数的形( 栉) 后将产生过零点，每出现一次过零点，则产生一个定时调整抽样脉 冲z ，从而可以确定，也就是决定哪些采样信号值参加内插运算。同时也表明 需要计算新的内插值，此时内插滤波器内当前的四个采样值就被用来进行内插计 算。n c o 的控制过程如图3 4 所示。 寄 ? 【+ l j l 器 日( ) l | 0l z ； ( 仉+ 1 ) c ( + “) c - 町( 肼k + 1 ) 一l 图3 ，4n c o 的控制过程 由图3 4 可得： 以= 篇= 器 p s ， 计算出内插基点和小数间隔地，系统就可以据此计算正确的内插点，再根 据内插点计算相应的时钟定时误差，将该误差通过环路滤波器后，得到更新的步 长形( n ) ，再将步长送入控制器计算和以。整个符号同步模块构成一个闭环环 路，不断调节反馈，最终达到收敛。 3 2 3 本文内插滤波器的设计 内插滤波器的性能由单位冲激响应 ( f ) 或频率响应日( 乃描述。根据s h 锄 采样定理，带限信号可以由其采样值工( 埘z ) 通过一个理想内插滤波器精确的恢复 得到其连续时间信号x ( f ) 在任意时刻f 的值，即： x ( f ) = z ( m 正) j l ，o 一册) ( 3 9 ) 其中理想内插滤波器冲激响应为： 僻咖c ( 刑驴等等 ( 3 - 1 0 ) 其频率响应为： 1 8 全数字q a m 接收机关键技术的研究 m = 置j 筠：芽 p 从式( 3 1 0 ) 和式( 3 1 1 ) 可以看出，理想内插滤波器具有无限冲激响应，频率响 应为理想的矩形窗。理想内插滤波器是非因果的，物理上无法实现，因为它需要 无穷多的信号样值点。实际中采用的f m 滤波器都是非理想的，设计滤波器时 应该尽可能地使滤波器的时域和频域响应接近理想滤波器。 另外，根据内插滤波器理论，在设计内插滤波器时，还有两点需要注意： ( 1 ) 参与内插运算的样点数应当是偶数，这样才能使滤波器具有线性相位； ( 2 ) 要插值的点应当在基本采样点之间，这样可以避免延时干扰。 内插函数决定了内插滤波器的特性，要设计一个性能良好的内插滤波器，首 先必须选择合适的内插函数。内插滤波器的构造函数有很多，如s 血内插，多项 式内插，三角内插、多相内插等。多项式内插滤波器的单位脉冲响应具有多项结 构或分段多项结构，适合采用f 锄w 结构实现吲，并且可以大大降低实现复杂度。 因此，多项式内插是目前内插滤波器中应用最为广泛的一种内插算法。 本文主要研究一种基于一组多项式函数的内插滤波器模型，该模型利用这些 基本函数来构造内插滤波器。 构造内插函数的基本函数组为： 一妒p 1 。嚣 2 ， 1 0 ，冥他 、 其中，甩= 0 ，1 ，2 ， 函数变量非零值有效域为 0 ，z 】，n 为阶数，不同的n 对应不同的线性或非线 性的函数响应。将这个基本函数组作为构造内插函数的基本项，即可使内插时每 个样点间隔内的内插函数都是关于t 的n 阶多项式。若要设计长度为n 的内插滤 波器，根据线性相位的要求，则n 是偶数。此时，内插滤波器的脉冲响应为： 争。 = q ( 睨( f f z ) ( 3 - 1 3 ) 其中，巳a ) 为滤波器的可变系数，若是希望得到不同的滤波器响应，可以通过调 节相关系数q ( f )