（电力电子与电力传动专业论文）三相pfc及其数字控制.pdf

三相p f c 及其数字控制 a b s t r a c t e l i m i n a t i n gh a r m o n i cp o l l u t i o na n di m p r o v i n gp o w e rf a c t o ra r et h eq u i t ei m p o r t a n t t a s ki nt h ef i e l do f p o w e re l e c t r o n i c s i nt h i sp a p e rt h r e e p h a s ep o w e rf a c t o rc o r r e c t i o ni s f o c u s e do na n dt h ee x i s t i n gt h r e e p h a s er e c t i f i c a t i o nt o p o l o g i e sa n dc o n t r o ls t r a t e g ya r e a n a l y z e d a m o n gt h e s eat h r e e - p h a s ev o l t a g e - s t y l ep w m r e c t i f i e ri ss e l e c t e d ，a n dv o l t a g e s p a c ev e c t o rp w m i se m p l o y e d a n di t sp r i n c i p l e m a t h e m a t i c sm o d e l sa n dt h es e l e c t i o n o fc o n t r o lp a r a m e t e r sa r es t u d i e di nd e t a i l s i na d d i t i o nt o af a s ta l | g o r i t h r nf o rs p a c ev e c t o r p w m ，t h em e t h o do fd e c o m p o s i t i o nm a t r i xp r o p o s e di n t h i sp a d e rc a l ls i m p l i f yt h e c a l c u l a t i o np r o c e s sa n dw i t hw h i c hw em a yo m i tt h et r i a n g u l a rf u n c t i o nt a b l e s t h elk w t h r e e - p h a s eh p fp w m r e c t i f i e rp r o f i l ei s d e s i g n e db a s e do nt h ed i g i t a l s i g n a lp r o c e s s o rt m $ 3 2 0 f 2 4 0 ，w i t hm a t l a bp r o g r a m s i m u l a t i o no ft h i sp r o f i l eh a s b e e nd o n e ，a n d e x p e r i m e n t a lw a v ef o r m sv e r i f yt h i sd e s i g n k e y w o r d s ：p o w e re l e c t r o n i cc o n v e r t e r ，r e c t i f i e r ，c o n t r o l ，p o w e rf a c t o r , s p a c ev e c t o r p w m ，d i g i t a ls i g n a lp r o c e s s o l 南京航空肮犬人学硕士学位论文 第一章绪论 在环境保护问题f 1 益受到人们重视的今天，人们已经认识到电力系统本身也是一 种环境。在电网污染同益严重的情况下，对电网质量的研究和保护自然具有十分重要 的意义，而电力系统谐波是和电能质量密切相关的概念。 电力系统谐波的来源主要是电网中的电力电子设备，随着这类设备的广泛应用和 单机容量的不断增大，研究电力电子装置特别是传统的整流电路带来的谐波已经迫在 眉睫。 为了保证电网和用电设备的安全、经济运行，目前许多工业国、国际电工组织都 制定了相应的谐波标准，如国际电工委员会制定的i e c l 0 0 0 3 。2 系列标准，国际电气 和电子工程师协会制定的i e e e 5 1 9 1 9 9 2 ，我国也于1 9 9 4 年制定并颁布了电能质量 及公用电网谐波的国家标准。 该课题包括变流器工作过程的理论分析、系统数学模型、p w m 调制方式研究、 变流器关键参数计算等，以实现基波功率因数为l 、低电流谐波、减小e m i 、提高电 能利用率。本论文主要研究a c d c 双向变流器的空间矢量调制方式及其计算机控制 实现。 1 1 电力系统的谐波和无功问题及其对策 电力电子电路可以完成交直，直交，直直，交- 交等变换，其中整流和逆变电 路应用最广。7 0 年代以前。整流电路占主导地位，8 0 年代后逆变电路的应用闩益广 泛。但是整流电路仍占主导地位。这除了因为整流器应用仍然很广外，还因为逆变器 和斩波器中都需要直流电源，这些直流电源大多是通过交流电源得到的，在整流电源 中，目前常用的几乎都是晶闸管相控整流或二极管整流。晶闸管相控整流需要电网提 供大量的无功功率，同时给电网带来严重的谐波污染“2 1 。二极管整流虽然没有输入 电流的基波相位滞后，位移因数近似为l ，但谐波电流却很大，给电网造成严重的污 染。谐波的影响具体表现为： 1 ) 谐波电流在输电线路阻抗上的压降使用户端的电压波形产生严重的畸变，影 向电气设备的正常工作。在电机控制中，谐波会引起附加损耗，使电机产生机械振动、 l 三相p f c 及其数字控制 噪音；谐波使变压器严重发热；谐波使电容器、电缆等设备绝缘老化、寿命缩短； 2 ) 若谐波电流产生电动力的频率接近于定转子零部件的固有频率时，电机会产 生强烈的振动，并伴有极大的噪声； 3 ) 引起供电电网中产生局部的并联谐振和串联谐振，使谐波放大，形成正反馈， 破坏电网的稳定性，引起严重事故； 4 ) 谐波会导致继电保护和自动装置的误动作、继电测量仪器不准； 5 ) 三次及其倍次数谐波流过中线过热以至发生火灾； 6 ) 谐波噪声还通过电力系统，以电场和磁场的方式耦合到通信电路，破坏通信 系统的正常工作。 因此“高功率因数变流器”成为当前电力电子领域研究的热点课题。解决电力电 子装嚣的谐波污染和低功率因数问题的基本思路如下： 1 ) 被动的方法：加载无源交流滤波装置；加装静止无功补偿装置( s v c ) ；采用 电力有源滤波器( a p f ) 。这些方法是被动的、治表的方法。 2 ) 主动的方法：对电力电子装置本身进行改进，使其不产生谐波，且不消耗无 功功率，或据其需要对其功率因数进行控制。这种方法为主动的方法。 传统改善功率因数的方法是采用静止无功补偿装置( s v c ) 1 3 4 】并取得了显著的 经济效益，用于无功补偿的典型装置有静止无功补偿器s v c 。从技术上讲，这种类 型的静止补偿装真已经不能说成是先进的了。近几年来发展趋势是采用g t o 构成的 自换向变流器【 ，通常成为静止无功发生器，也有人称为静止无功补偿器，或静止调 相机，他既可以提供滞后的无功功率，又可提供超前的无功功率。 用于补偿谐波的典型装置为电力有源滤波器，8 0 年代以来，由于新型电力半导 体器件的出现，p w m 技术的发展，以及基于瞬时无功理论的谐波电流理论检测法的 提出，有源滤波器得以迅速发展【6 叭。而有源滤波技术使无功补偿和滤波技术得到了 进一步的发展。但是，这种被动补偿并不能从根本上解决消除谐波和无功问题，而且 需要额外投资，装罱体积和重量增大。 解决上述问题的最佳方法就是寻求一种新的a c d c 变流器拓扑结构及控制策 略，它可使功率因数接近为一，甚至3 6 0 度范围内可调，并且有效抑制谐波和电磁干 扰，减小丌关应力和丌关损耗。因此，研究高性能a c d c 变流器具有普遍性，对人 类的生产、生活及社会的可持续性发展都具有十分重要的意义，尤其对我国这个耗电 南京航空航天大学硕十学位论文 量大、电能利用率低的国家而言更具有重要意义。 1 2 改善功率因数的措施 由上述知，解决电力电子装置的谐波污染问题，除了采用补偿装置对谐波进行补 偿之外就是开发新型变流器，使其不产生谐波，且功率因数为l 。 这种变流器叫单位功率因数变流器( u n i t y p o w e rf a c t o rc o n v e r t e r ) 。 下面介绍几种主要的高功率因数变流器技术： 1 ) 多重化技术 多重化技术就是将多个方波进行叠加；以消除低次谐波，从而得到接近正弦波的 阶梯。其连接方式有串联和并联多重化，而控制方式则有移相、顺序控制、非对称控 制和滞后超前控制多重化等几种形式。多重化技术若配合p w m 控制技术，可获得更 理想的效果。 2 ) 功率因数校j 下器 功率因数校正器是在二极管不控整流桥和滤波电容之间加上一级用于功率因数 校正的功率变换电路。这种功率变换电路一般为p w m 斩波方式。但这种电路中能量 只能螅向流动，因而不能实现电机的再生制动。 目前，单相p f c 技术业已成熟，软开关技术应用于p f c 电路也得到了广泛的研 究。 3 ) 矩阵变换器 三相交一交矩阵变换器丌环系统由控制器、驱动电路、主电路、输入频率检测电 路、输入状态码检测电路、输入滤波器、输出滤波器、过流保护电路、过压吸收电路 组成。其系统框图如图1 1 所示。 图卜1 三相交一交矩甜：变换器开环系统框图 三相p f c 及其数字控制 由于矩阵变换器自身所具有的双向结构，使得四象限运行易于实现，可以实现能 量的双向流动。矩阵变换器输入电流为正弦，并可实现输入功率因数为1 ，且与负载 情况无关。 矩阵变换器的主要缺点在于，由于自身电路的限制，其最高电压转换率为o 8 6 6 ： 由于真正意义的双向开关还未实现，因而控制及保护电路复杂。 4 ) p w m 整流器 p w m 整流技术是中等容量的单位功率因数变流器采用的主要技术。三相p w m 整流器电路有电压型与电流型之分，电流型拓扑见图l 一2 ，电压型拓扑见图1 3 。其 控制方法可将p w m 逆变电路中使用的p w m 技术移植到整流电路中。其基本原理在 下面有关章节详细介绍。 电流源型可应用各种成熟的p w m 技术，对功率开关的频率要求不高，缺点是输 入电流不连续，输出直流电压脉动大：电压源型拓扑不仅可采用各种合适的控制策略， 而且可以实现能量的双向流动，它的主要优点是具有较快的响应速度，结构简洁，只 要加入简单的输入滤波器就可以实现较低的电磁干扰。因此三相p w m 整流器一般多 采用电压型。 图卜2 兰相电流源型拓扑图1 - 3 三相电压源型拓扑 1 3 三相有源p f c 的基本拓扑及其控制策略 r 三相p f c 的拓扑结构和控制电路都比单相复杂。目前，三相p f c 拓扑主要有单 丌关三相b o o s t 、六丌关三相b o o s t 及b u c k 、b u c k b o o s t 等电路，另外还有 双丌关、三开关电路拓扑。控制方法有谐波注入、滞环控制、d q 变换及空间矢量控 制等。 图卜4m 开关_ = - 三相b o o s t 拓扑 南京航空航天人学硕士学位论文 1 3 1 单开关三相p f c 电路 与单相p f c 电路相似三相单开关整流器也是在三相不控整流桥和滤波电容之 间加上一级功率变换电路。如图1 4 所示为一b o o s t 型p f c 电路，这是三相p f c 电路中最简单的电路，若功率级换成b u c k 型斩波器，则组成一个单开关b u c k 型 p f c 电路。p f c 单元一般采用b o o s t 拓扑。它因成本低、结构简单而在中小功率应 用场合倍受欢迎，但用恒频固定占空比的控制策略，这种拓扑会产生很大的5 次谐波， 限制了p f c 性能，p f c 性能可由提高输出电压而得到改善，但这会受到开关应力的限 制。对这一电路若采用谐波注入控制策略【9 0 ”，则可提高单开关三相p f c 的性能，注 入六次谐波可抑制5 次谐波。这一拓扑主要缺点是必须工作在d c m 方式，必引起较 大的e m i 噪声，欲达到设计标准必需采用较大的e m i 滤波器。 文献 1 2 】提出了交错并联结构( i n t e r l e a v i n g ) ，如图1 - 5 所示。这一结构减小了输入 电流纹波和e m i 尺寸，但两b o o s t 整流器的并联结构没有抑制系统的低频谐波，实 际仍需采用谐波注入控制方案，同这一结构共同改善输入电流的波形。另外z v t 网 络( 图2 阴影部分) 改善了开关状态，提高了效率。 图卜5z c t 三相d c mb o o s t 交错并联结构 为减少_ 丌关损耗，文献 1 3 】提出了r d c l ( r e s o n a n td cl i n k ) 变换器的应用，实 现了z v s ，允许使用高频丌关，提升了变换效率。但无论如何优化，输入电流的谐 波是不可必免的，故在理论上它不能做到真j f 的单位功率因数。另外这一拓扑还有 个缺点，即能量不能双向流动，为了实现能量的双向流动，达到真正意义上的单位功 率因数，六开关的三相p f c 拓扑举足轻重。 5 二相p f c 及其数字控制 1 3 2 六开关三相p f c 电路 六刀：关三相p f c 拓扑实为p w m 整流器，它是中等容量的单位功率因数变流器采 用的技术，能实现能量的双向流动，一般需用全控型器件。三相p w m 整流器电路如 图1 - 6 所示，它是把在p w m 逆变电路中使用的p w m 技术移植到整流电路中形成的。 + 图卜6 三相全桥b o o s t 粮流器 其基本原理是，检测交流侧的电压波形和电流波形，通过控制功率开关管的通断 状态，使输入电流接近j 下弦波，并且电流和电压同相位，从而消除了大部分电流谐波， 并且能使功率因数接近l 。 1 9 7 9 年，t k a t a o k a ，k m i z u m a c h i t 和s m i y a i r i 率先将p w m 技术应用到整流器中 ”。在其方案中，主电路采用晶闸管，并带有强迫换流电路，开关模式则采用s p w m 控制。1 9 8 1 年，a b e l l i n i 和g f r i g a l l i 提出了具有现代意义的p w m 整流器：采用 可关断器件g t o ，实现了输入电流正弦，功率因数接近于i ，输出直流电压可控的变 换器。 此后二十年中，o o ib o o nt e c k ，j h o l t z 等人，进一步发展了p w m 整流技术，使 p w m 整流器实现了可任意调节的功率因数，即功率因数角从0 0 到3 6 0 。任意可调 ”“1 9 。主电路拓扑结构则从最初的b u c k 型结构发展到b o o s t 型、b u c k b o o s t 型等结 构；在控制方法上，发展了滞环控制、p i 调节控制等，八十年代中期发展起来的电 压空问矢量s v m ( s p a c e v e c t o rm o d u l a t i o n ) 也被引入到p w m 整流器中：在控制手 段上，出最初的模拟控制逐步发展到以单片机、数字信号处理器( d s p ) 等微处理器 为核心的全数字控制。八十年代后期i g b t 的出现和普遍应用又促使p w m 整流器朝 着高频化方向发展。现在随着i g b t 的电压和电流等级的提高、i g c t 的出现，p w m 整流器技术一方面向着高压大容量方向发展，另方面，软丌关技术和新型控制方法 的应用不断提高p w m 整流器的控制性能。 图1 - 6 拓扑，工作在c c m 方式，其控制方法，据是否检测整流器的输入屯流， 可分类为直接电流控制和间接电流控制。间接电流控制：直流电压给定信号和实际的 电压比较后送入p i 调节器，p i 调节器的输出作为交流电流信号的幅值i - 姆i + 分别乘 以a ，b ，c 三相电压的相位信号，再根据电感l 的参数，就可得到整流桥交流输入端 的各相相电压，选择p w m 调制方式，得到p w m 开关信号，控制整流桥的各个桥臂， 6 南京航空航天火学硕十学位论文 实现p w m 整流器的间接电流控制。在这种控制方法下，直流电压利用率为0 8 6 6 。 直接电流控制：典型的有滞环控制、空间矢量调制、电流无差拍控制、电流模糊控制 等。滞环控制是一个常规的双闭环控制，外环是电压环，稳定输出电压，内环是电流 环，外环p i 调节器输出i ，将i 分别乘以a ，b ，c 三相电压的相位信号，就得到三相交 流电流的指令信号。该指令信号与实际交流电流信号比较后，其误差值送到滞环比较 器，由比较器的输出来控制开关的通断。这一控制方法保证了输入电流与电源电压同 相，并可以控制直流电压，当输出电压高于输入电压幅值时，可获得良好的控制特性， 从而使得功率因数为1 。 采用滞环比较的p w m 整流器系统结构简单，易于全硬件实现，且系统动态性能 优良，电流响应快控制运算中未使用电路参数，系统鲁棒性好。但其缺点也很明显： 其功率管的开关频率变化剧烈，频率低时跟踪较差，频率高时开关损耗大，且直流电 压利用率也只能达到0 8 6 6 。 由于c c m 工作方式，几个二极管存在反向恢复电流，这使得丌关管的开通损耗 较大，尤其在大功率应用场合下，造成系统效率低下。为此采用软丌关技术来减少关 断损耗1 2 。传统实现软丌关方法可放在直流侧，也可加在交流侧，文献 2 0 1 中提出了 直流侧方案，即有源箝位电路和直流单元零电压变换器。另外还提出了在交流侧应用 z v t 变换拓扑结构，简化了a r c p 变换器1 2 ”，并给出了改进型的z v t 升压变换器拓 扑，结合s v m 控制。效率可达9 7 。 空间矢量调制( s p a c ev e c t o rm o d u l a t i o n ) 是一种先进而复杂的控制方案，整流 桥交流输入端各相的相电压，可视作是直流侧逆变而得到的电压，它是由三组桥臂的 丌关管处于不同刀：关状态而得。每个桥臂有两种状态，上管导通接通高电位( p 点) 为“1 ”，下管导通接通低电位( n 点) 为“0 ”状态，三组桥臂共有8 种状态，构成8 个开关矢量，其中六个是有效的工作矢量，如图1 7 ( a ) 所示。 ( 0 1 1 ) v n p p ( 0 0 1 ) ，n ，叩i 2 凡印2 ，z 甲- 2 凡一 ；il 广 ： li 广州li ir f 十_ 十州 t o o o 0 0 1 o l l 女1 l l o l l 0 0 1 ) 2 删 ( b ) u | ，在第四崩区 ：t ，2 ：t 2 2 ：t 。：7 2 2 t i 2 ： l 一扛广1 _ l 一 ；r 1 r _ 1l j _ h _ 一 ：( o o t ) ：( o l l f i i i x ( o i l ) ：( o o t ) ： ( c ) u t ，在第四扇区 图1 7 ( a ) 空州电压矢最 ( b ) 低开关损耗的s v m ( c ) 低t i i d 的s v m 二相p f c 及其数字控制 不同的s v m 控制策略，丌关损耗和总谐波畸变( t h d ) 不同。图1 7 ( b ) 、( c ) 是实现基准向量u r f 的两种开关控制方法。图1 - 7 ( b ) 原理：在扇区( 1 8 0 0 - 2 4 0 0 ) 上， 选择邻近相量，v n p p 和v n n p 合成。由于a 相电流最大，通过选择合适的零相量f 2 2 】 在此应选v n n n ，这样a 相总是通过二极管d 4 连接到直流母线低电位n 端，故a 相所 有丌关可都处于关断状态，也就是说只要控制两个开关s t 和s 。的开通时间即可获得 u a r 相量，因此该扇区丌关驱动信号如图1 - 7 ( b ) 所示其它扇区也如是。这种控制方 式与图1 - 7 ( c ) 控制方式比较能减少一半的开关损耗，又称为低丌关损耗模式。图 1 7 ( c ) 所示为一七段式矢量合成方法，它在一个周期内插入两种零矢量( v n n n 、 v p p p ) ，因此，三相桥臂都有丌关动作。因而它的谐波较小，故也称之为低t h d 控 制方式。当然s v m 性能的卓越是与高速处理器分不开的，如d s p ，应用d s p 可实现 全数字式的p f c 电路。 1 4 新颖的p f c 拓扑及其控制技术 事实上，对称三相电流只有两个电流是独立的，另一相电流可由另两相来合成。 利用空间矢量方法，三相电源系统可变成两相电源系统，然后对每一个电源应用单相 p f c 技术，故可用双开关实现单位功率因数。文献e 2 3 j 的作者就提出了采用d s p 控制 的双丌关电路。但考虑到工业应用中电网电压的不对称性，它的实践性有待于工程中 进一步的验证。双开关三相p f c 电路结构简单、成本低和控制容易，是一类颇有潜 力的三相p f c 拓扑。 工业应用中常用两级电路构成分布式电源系统，在中等功率应用场合下，图l - 8 ( a ) 的结构是相当流行的。系统有三个单相模块构成，每一个模块是一单相p f c 电 路，并采用隔离输出。文献【2 4 1 提出了用s e p i c 变换器实现的这种三相p f c 电路。 因单相p f c 技术业已成熟，故这样的电路可获得很好的p f c 性能。但这种系统结构 复杂，用了大量的元件，故成本高，为了降低成本，文献u 2 给出了图1 8 ( b ) 结构， 为了进一步降低整流器的成本，文献【2 5 1 提出了更简单的电路，它用一个辅助绕组作为 磁开关来实现三相p f c 。 辅出 ( b ， i 爿兰翌f 髀输出 ( b ) 图卜8 可能的分布式电源系统结构 ( a ) 单栩模式( b ) 带o c d c 隔离的三相整流器 南京航空航天人学硕十学位论文 1 4 1 三电平的p f c 拓扑 以上的p f c 拓扑有一个共同的特点就是开关管需承受直流母线的全压，而三相 整流后母线电压接近单相的两倍，故功率管比较难选。为此，文献 2 6 提出了三电平 a c d c 变换器，见图1 - 9 。该变换器实现了所有功率管的z v s ，并且未用任何辅助网 络，丌关管只承受直流母线f 乜压的一半而产生的谐波要比单管三相d c mb o o s t 整流器电路低，该拓扑既可工作在d c m 方式，也可工作在c c m 方式。对这一拓扑 采用移相p w m 控制，内部开关管以5 0 占空比工作，外部开关管则根据输入电压 和输出负载变化而进行控制，其中c f 是为确保外部开关实现z v s 而加入的。这一电 路拓扑适用于远狸通讯、服务器、主机系统和电池充电器的供电系统。 e 】 】口 s - l l s 2i 团1s 2 i 图卜9 移相控制的三三电甲a c n c 拓扑 1 4 2 单周控制的p f c 技术 u c i 是美国u n i v e r s i t yo fc a l i f o r n i a ，i r v i n e 的简写，该校电子计算机工程系的 c ，q i a o 和k s m e d l e y 提出了单周控制器( u n i f i e dc o n s t a n t f r e q u e n c yi n t e g r a t i o n c o n t r o l l e r ) ，也缩写成u c i 控制器，对大多数三相整流器都适用，即可实现单位功率 因数。大部分b o o s t 拓扑都能解耦成并联或串联的双b o o s t 子电路，基于o n e c y c l e c o n t r o l 原理【2 ”，对这些子拓扑采用单周控制器。这一控制器是由一个带复位端的 积分器，几个触发器和一些逻辑电路构成不需要乘法器。将该控制器的逻辑电路稍 加变化可应用在现有的大部分整流器电路中【2 9 - 3 1 1 ，用这种控制器，不仅可获得低谐波 和单位功率因数，而且由于在电网每周期的6 0 0 范围内仅有两个高频开关需控制，故 开关损耗较小。 文献 3 2 1 e p 将u c i 控制器应用在v i e n n a 整流器1 3 3 - 3 5 】中进行三相功率因数校正， 获得了良好的性能。电路拓扑见图l 。1 0 ，v i e n n a 整流器实为一个三相、三开关、 三相p f c 及其数字控制 三电平整流器，它的功率管只需承受一半的输出电压。假设这一整流器工作在c c m 方式，当系统有效工作时( 实现单位功率因数) ，整个系统应能等效成线性负载( 等 效电阻不妨设定为r e ) ，对于稳定工作的电路，系统的进线电流与各开关的占空比关 系应满足下式： 式( 1 - 1 ) 就是单周控制器要实现的关键方程 分别是开关s 。、s b 、s 。的占空比， “：旦堕 式中r s 是检测电流增益，d 。、d b 、d 。 2 r e 将式( 1 - 1 ) 中的i 。，i b ，i 。用峰值电感电流替代得下式： ( 1 - d o ) = r s l 伽i o - a 一) = r s i h r * i ( 1 一匝) = r s l 妇i 满足( 1 3 ) 式的单周控制器及其工作波形见图1 一1 1 。 i n ji ，m 蕊一 丰； 0 1 2 南京航空航天人学硕十学位论文 时，t 2 、l s 、d 4 、d 1 组成了一个b o o s t 型斩波器，见图2 一i ( b ) 。t 2 通时，u a c 通过 t 2 ，d 4 向l s 中储能：t 2 断时，l s 中储存的能量通过d i 、d 4 向直流侧电容c s 充 电，见图2 1 ( c ) 中虚线。同样t 3 ，l s 、d l 、d 4 也组成了一个b o o s t 型斩波器。当u a c ： t “ii r li ，ll 广t _ t 一一j t “广r 卞1 刊j f 0 0 0 ) ；( l 草o 】1 ) 1 1 i i i0 1 1 ) ! ( 0 0 i ) ：( o o o l u n r 在第四扇区 u r f 在第a 威区 u r d j 第六扇区 图3 7 软件方案在六个崩区内的开关顺序 3 5 基于d s p 的s v m 快速算法 3 5 1 预分解矩阵法确定作用时间 袁3 - 2 给出了六个有效工作矢量在慢- b 静止坐标系下的坐标。v 。的横坐标即为叫3 坐标下轴上的分量v 。v 。的纵坐标即为- p 坐标下p 轴上的分量v 。d 。所谓矩阵 分解法实为用两工作矢量的a 、b 轴的分量各自合成u r f 在旺、p 轴上的分量，从而确 定工作矢量的作用时间。下面阐述这一算法原理。 公式3 - 6 中l 如以u d 。作了归一化。在a p 静止坐标系下该式写成： 阱剿小船： ) p 阱l 瞄笼m ： 令d e e o ： 城： 令 哳以州i d e c o 即为分解矩阵，对应每一扇区都有一个固定的分解矩阵， ( 3 - 1 7 ) ( 3 - 1 8 ) 如果将这六个分 骚强 三相p f c 及其数字控制 解矩阵事先以表格的方式写进d s p 程序中则可以根据u r f 所在的扇区查表可得到 相应的d e c o ，然后利用d s p 的计算能力，得到相应工作矢量的作用时问t l 、t 2 ，当 然由t 。t i t 2 可得到零矢量作用时间t 0 。这样再如图3 - 8 ( a ) 、( b ) 发出| 丌关信号。 l ：，： t 一 0 一 一广一l4 一 t ，llr 卞1lj t 5 ：厂1 丁r t ： ( o o o ) ! ( o o q ( o ll 取1 ) ! ( 0 ii ) ! , ( 0 0 1 ) i ( o o o ) ! ( a ) 【向在第扇区软件实现 班 ：h ：i 咣 t 一一# 一广l 一；一一i t ，ir f 11 t s 卜_ 卡1 寸1 i ( 0 0 1 ) ( 0 1 1 ) 1 ( or 1 ) ：( 0 0 1 ) ： ( b ) 何在第 扇区硬件实现 3 5 2 扇区的确定 图3 - 8 ( a ) ，( b ) s v m 实现方法 通常扇区通过计算出的y 确定，这要波及非线眭运算，本文不计算y ，所以采用 下法来确定基准矢量所在的扇区。 在闭环控制中，计算可得西。、西。相应的电压矢量石可由下式确定： u r 矿= u r f a + u r f f l ( 3 一1 9 ) 可通过u q - a 、咐口的符号确定( 埘所在的扇区。即下式： ，。酬z 例 巾水弘 p 之 西在第1 扇区 南京航空航天人学硕十学位论文 西在第1 v 扇区 l 咖。1 2 ；j 函； 伽ic 娑例 类似地可得第1 i 、v 扇区及i i i 、v i 扇区的情形总结为如下： f ，= 知， 定义： 腑v , 1 ，2 一= u c p c 饥s i 。n i n ( ( t r 万3 写翌黜安髯b f 1 工0 s 姆n ( x ) 2 0 x 瓦丝丛生时， ：( f ) ，o ， d t 即阶跃响应由负变正。 4 1 3 非最小相位系统控制器的设计 ( 1 ) x , j 不稳定系统( 有右半平面极点) 应先设计内环使得系统稳定 ( 2 ) 用低阶控制器试设计 可选择的低阶控制器有： g o ( s ) = k b ( 。) ：上 r j + 1 三相p f c 及其数字控制 ) ：型 y j + 1 还可以是其它的控制器。 ( 3 ) 如果设校正后的系统传递函数为9 ( s ) = g 。( s ) g ( s ) ，q ( s ) 是一种预期的开环模 型。为了使控制器中不含有r h p 极点，在校f 后的系统中应保留g ( s ) 的全部零点。 即q ( s ) 中的分子含有( 1 一m ) 项。 设计寸可选取q ( s ) 参数，使低频段满足高增益要求：中频断满足稳定性要求：高 频段满足抑制噪声的要求。 4 2 控制器g e ( s ) 的设计 仿真参数：r s = 0 0 0 2 f 2 e = 5 0 4 5 ，l s = 7 8 m l l ，c s = 2 2 0 0 , u f ，输入电压相电压幅 值厶= 5 0 2v ，输出功率p o = i k w ，开关频率f s = 1 0 k h z 。开关均为理想器件。 对于三相h p fb o o s tp w m 整流器控制器的设计可按照4 1 3 节给出的方法设计。 本课题中根据g ( s ) 的特点选取预期开环模型q ( s ) 如下来设计g c ( s ) 。 ) ：) g ( 加竺二黑 ( 4 - 2 0 )q ( j ) = g c ( j ) g ( j ) = = 2( 4 2 0 ) t , s ( 1 + 丁嚣) 因而g c ( s ) 为： 删g = 嚣篙( 4 - 2 1 4 - 2 1 ) g c ( 5 ) = q o ) g o ) = 二二二二一) k 7 3 ( 1 + 璐1 为了保证电压控制环的带宽远低于电流跟踪控制环的带宽，以实现电流的完全跟 踪，通常电压控制环的开环带宽应小于开关频率的i 5 4 0 i 。这里取电压控制坏带宽为 1 6 0 m d s ，由( 4 - 2 0 式知带宽等于m f f z ，故得m = o 1 6 。在本课题中，选取输出滤波电 容较大，且变换器功率容量较小，故t z “v p ，这样就可以忽略t z ，以简化电压控制 器的设计。 忽略了t z 后的电压控制器传递函数见( 4 2 2 ) 式， ) ：生墨要塑 ( 4 - 2 2 ) k 7 3 这是典型的p i 调节器。对照式( 4 - 2 2 ) 可写出p i 调节器中的p 、i 参数为： 南京航空航天人学硕 ：学位论文 01 6 l 以= 二二 l o1 6 舟= k 兀 ( 4 2 3 ) 将仿真参数代入式( 4 2 3 ) 解得：坼= 0 4 7 9 ，尼= 1 93 4 。m a t l a b 仿真的波特图波形 见图4 3 。这样的控制系统其干日位裕量为8 0 7 9 度，增益裕量为6 2 5 d b ，显然是稳定 的。用本节模型在s i m u l i n k 中对图4 2 进行仿真，得直流输出波形如图4 4 所示。可 见系统是稳定的。 霉 l f r e q u e n c y ( m