（电力电子与电力传动专业论文）全桥移相控制zvspwm微波功率开关电源的研究.pdf

西南交通大学硕士研究生学位论文 第1i 页 a b s t r a c t t h et h e s i st a l k sa b o u tt h e p r e s e n t s i t u a t i o no fm i c r o w a v e p o w e r s u p p l y t h ep h a s e s h i f tc o n t r o lz v s p w ms w i t c hp o w e rs u p p l yh a sm a n y a d v a n t a g e s o v e rt h a tm a d eo fl e a k a g et r a n s f o r m e r a l m o s ta l l t h e p a p e r r e s e a r c h st h ed e s i g na n de x p e r i m e n to ft h es w i t c hp o w e rs u p p l y f i r s t ，t h e t h e s i s a n a l y s e s t h eb a s i c p r i n c i p l e o fz v s - p w mp o w e r s u p p l y t h e ne v e r yp a r t o ft h es w i t c hp o w e rs u p p l yc i r c u i ti s d e s i g n e da n d s t u d i e d ，s o m ev i e wp o i n t sa r ea l s op u tf o r w a r da n dp r o v e di ne x p e r i m e n t s t h e t h e s i si m p o r t a n t l yr e s e a r c h st h ew o r k i n gc h a r a c t e r i s t i co fm 以l 酊、i t sd r i v i n g c i r c u i t 、r e s o n a n tc i r c u i t 、h i g hf r e q u e n c yr e c i t i f y i u gc i r c u i ta n d3 8 7 5c o n t r o l c i r c u i t p r o b l e m si nd e s i g n i n ga n da p p l y i n gi sa l s od e b a t e di nt h i sa r i t i c l e t h e e n g i n e e r i n gd e s i g nm e t h o do fh i g hf r e q u e n c yt r a n s f o r m e ri s a l s oi n t r o d u c e di n t h et h e s i sa n da p p l i e di ne x p e r i m e n t s a tl a s t ，t h et h e s i ss u m m e d u pt h er e s u l to f t h i se x p e r i m e n ta n dp o i n to u tt h e i t s d e c p e c t t h ea u t h e rp r e s e n t ss o m er e c o m m d a t i o nt o t h ed e s i n ga n di t s p r o s p e c t k e y w o r d s ：f u l lb r i d g e ；p h a s es h i f t ；z v s p w m ；s w i t c hp o w e rs u p p l y 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 页 第1 章绪论 1 1 高电压大功率开关电源的发展及现状 1 1 1 高电压大功率开关电源的发展嘲 高压直流电源是将工频电网电能转变成特定形式的高压电能的一种电 子仪器设备。高压直流电源按输出电压极性可分为正极性和负极性两种。高 压直流电源具有非常广的应用前景，在微波炉、高压照明等方面有大量的应 用。 回顾高压直流电源发展历史，高压直流电源最初是将工频电压直接经高 压变压器升压后整流滤波，或升压后再倍压整流后得到直流高压。随着技术 的进步，高压直流电源才发展到了线性高压直流电源。 2 0 世纪7 0 年代以来，2 0 k h z 的开关频率结合脉宽调制技术( p w m ) 在 电源领域中得到广泛应用。到目前为止，电源的频率己经达到数百k h z ， 应用先进的准谐振技术甚至可以达到m h z 水平。提高振荡器输出频率可降 低高压变压器、电抗器、平滑电容器、高压电容器等电子器件基本性能要求 和体积，进而缩小高压电源体积。用m o s f e t ，i g b t 等器件构成的高压开 关直流电源，同线性电源相比较具有：效率高、体积小、重量轻、反应快、 设计和制造周期短的特点。由于它的优越特性，现在己逐渐取代了传统的高 压线性直流电源。 近年来，随着功率器件的更新和变换技术的反展，高压开关直流电源也 不断的随之进展，具体表现在以下方面： 1 、关键新功率部件的应用： ( 1 ) 快速转换器件，像晶体管、功率m o s f e t 、i g b t s 、s c r 等： ( 2 ) 低功耗、高性能，适用于高频的新型变压器铁心材料的应用，比 如铁氧体、非晶材料等。 ( 3 ) 低耗散因数的大容量电容的发展和应用。 2 、先进变换技术的发展： ( 1 ) 零电流串联和并联谐振开关技术f 即z c s ) 。 ( 2 ) 零电压谐振逆变技术( 即z v s ) ； 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 页 ( 3 ) 软开关和相控谐振技术： 1 1 2 高电压大功率开关电源发展中的问题 伴随着高新技术的逐步应用，新的技术问题也随之出现不断出现，这些 共性的问题主要表现为： 1 、高频化可以提高电源性能，减少变压器的体积和纹波系数。但由于 高频高压变压器是高频高压并存，出现了新的技术难点： ( 1 ) 高频高压变压器体积减小，频率升高，分布容抗变小，绝缘问题异 常突出。 ( 2 ) 大的电压变比使变压器的非线性严重化，漏感和分布电容都增加， 产生的尖峰脉冲会影响到逆变电路的正常工作，甚至会击穿功率器件： ( 3 ) 高频化导致变压器的趋肤效应增强，使变压器效率降低。鉴于上 述情况，高频高压变压器如何设计是目前研究的一个难点和热点阚题。最近 出现的平面变压器在设计理念上不同于传统的设计方式，普通平面变压器己 经投入生产和应用，如果高频高压变压器也能平面化，将会再次大大缩小电 源体积，提高其工作效率。 2 、由于高压电源的频率很高，导致功率开关器件开断频繁。能耗增大， 这就对逆变器的拓扑结构应有所选择。采用软开关和同步整流技术，可有效 降低伴随高频化带来的损耗。同时采用逆变器和准谐振电路相结合的技术， 通过电压或电流的谐振，使功率器件的开通电压或关断电流为零，使能耗大 大减小。为了减少变压器漏感的不利影响，可以将变压器漏感作为逆变器的 一部分。即逆变一谐振一变压器漏感，用一体化思想进行整体设计。 3 、在控制检测部分，高频高压开关电源采用了数字集成电路o c ) ，而 不像线性电源完全是模拟电路。数字控制技术采用p w m ( 脉宽调制) 和 p f m ( 频率调制) ，对检测提出了更高的要求，同时也使强弱电问的相互影响 加强。检测部位的高压电压，对后续的电子元器件及e m i 设计提出了更高 的性能要求。 由此可以看到，高频高压开关电源既面临着新技术不断反展带来的机遇， 同时由此带来的难题也对研究提出了新的挑战。 1 2 课题简介 本课题以高压大功率的微波功率电源为研究对象，利用全桥移相p w m 软开关技术完成l k w 、l o o k h z 的4 0 0 0 v 高压高频开关电源的设计。采用了 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 页 功率m o s f e t 器件和当前先进的p w m 软开关技术，力图做到开关电源的 高效率，高频率，小体积。在设计中采用模块化设计的思路，然后逐个模块 调试，最后整体进行调试，在试验中不断修正自己的设计，达到预定的目标。 1 2 1 课题意义 微波功率电源的负载为磁控管，考虑到负载的恒压变流特性，传统的微 波功率电源一般采用线性电源来实现，由于采用工频升压导致变压器的体积 巨大，带来安装和使用上的不便。利用负载的恒压源特性。现在的微波功率 电源一般采用漏磁变压器进行升压和控制，利用漏磁变压器的软特性，可以 使控制回路得到简化，稳定性得到提高，这也是微波功率电源目前仍然采用 这种控制方式的原因所在。漏磁变压器的工作原理如图1 - l 所示： 图1 1 漏磁变压器的工作原理 a 为漏磁变压器的工作特性 b 为负载的启动特性 交点为负载的稳定工作点，充分利用了漏磁变压器的软特性和负载的恒 压工作特性，达到自动调节稳态工作点的目的。 如果能够用高频高压开关电源满足负载的要求，同时，在体积、重量和 效率上有更大的提高，那么电源必将有广阑的应用前景。 在确定方案时，充分研究了当前高频高压开关电源的现状和进展，采用 全桥p w m 控制来满足大功率的要求，同时应用z c s 软开关技术减小开关 器件的损耗，提高工作频率和电源的效率，减小电源的体积。针对高频高压 开关电源中的难题，如高频变压器的设计以及控制回路的高压隔离问题，也 都进行了针对性的设计，同时在试验中不断的修正【6 】。 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 页 1 2 2 本课题的研究方法 电力电子本身就是试验的科学，理论分析必须以试验为基础，因此在设 计中必须不断的设计，试验，修正，再试验，最终达到设计指标。同时在设 计中采用模块化的设计方法，按照不同的功能模块进行设计试验，最终联合 调试，达到设计目标。 1 、实现目标 根据微波功率电源负载( 磁控管) 的特性，提出如下电源指标，因为以 试验研究为目标，具体的参数暂不作详细的要求。 输出功率：l k w 微波功率电源( 用于磁控管的触发) 直流输出电压：4 0 0 0 v 控制要求：恒电流控制( 恒压恒流负载) 2 、模块化设计的方法 移相全桥软开关的电源的基本构成如图1 2 所示： 图1 - 2 开关电源的基本构成 设计流程如下： ( 1 ) 确定主回路结构和设计难点： ( 2 ) 输入输出整流和滤波器设计； ( 3 ) 控制器的设计： ( 4 ) 驱动电路的设计： ( 5 ) 输出反馈的设计； ( 6 ) 变压器设计：设计变压器、导线规格等； ( 7 ) 启动电路的设计： ( 8 ) 保护电路的设计； ( 9 ) 外围辅助电路的设计：辅助电源等； ( 1 0 ) 测试所有的功能； ( 1 1 ) 对设计进行修改和e m i 设计； 毕业设计参考以上思路进行，考虑到设计的有限性，论文中仅对其中设 西南交通大学硕士研究生学位论文第5 页 计中的关键步骤进行研究和讨论。 3 、设计难点重点 ( 1 ) m o s f e t 驱动回路的设计。 ( 2 ) 软开关谐振回路的设计。 ( 3 ) 高频变压器的设计。 ( 4 ) 各种分布参数对回路的影响：如变压器的漏感，功率器件的结电 容，高频整流回路中二极管的反向恢复电流等。 西南交通大学硕士研究生学位论文第6 页 第2 章移相软开关电源的工作原理f 2 j 下面以电压源单相逆变电路为例介绍移相软开关电源的工作原理，电源 的主回路构成如图2 一i 所示： 图2 - 1 移相软开关电源的主回路构成 移相全桥z v s p w m 变换器的一个开关周期实际上包含着十二个不同 的工作过程。正半周与负半周波形对称，但是全桥电路的主要开关器件 s 1 s 4 、c l - c 4 、d l d 4 ，其工作状态在1 2 个过程中均不相同。除了正半周与 负半周的两个功率输出过程和两个箝位续流过程( 简称四个缓变阶段) 之外， 还有四个谐振过程：超前臂器件从死区时间开始的谐振与换流过程，滞后臂 器件从死区时间开始的谐振与换流过程，还有原边电感储能返回电网过程， 主变压器原边电流上冲或下冲过零点结束的急变过程，以及副边整流管输出 电流的相应交化过程，副边输出电压占空比丢失等。 正负半周的工作情况类似，参考变压器原边的电压电流波形，以正半周 期的六个工作过程为例介绍其详细的换流过程： 西南交通大学硕士研究生学位论文第7 页 图2 - 2 变压器原边的电压和电流波形( 一个完整的工作周期) ( 1 ) t o - t i 原边电流i 口正半周功率输出过程 s l 、s 4 导通，t o - t l 时间内均维持s i - s 4 同时导通。全桥左臂支路中点电 压u a = e 。( 电源电压) ，右臂中点电压u b = o 。，两臂中点之间电压u a b = e c ， 它加在主功率变压器原边绕组( 包括附加电感l r ) 两端。使原边绕组电流从t o 时刻的较高正峰值i l 线性增大，故电网的能量不断转化为磁能储存于电感 线圈并送到负载。 - ( 伊0 = 1 + 而( e c - n u o ) q 一龟) ( 2 1 ) 西南交通大学硕士研究生学位论文 第8 页 l 为变压器原边漏感与外加谐振电感之和； 乒，为副边输出电感折算到原边的电感之和： n n 变压器原副边比匝数比： 讥为输出电压： 因为l o f 的折算值很大，则i p 缓慢上升，上式简化为： f p ( r 1 ) = i p = + 掣( 勺一龟) ( 2 - 2 ) o l 当d r l 正向导通时，副边上段绕组的感应电压又加在d r 2 负极，使截 止的d r 2 承受反向电压为两倍副边绕组感应电压。副边电流同样缓慢上升。 ( 2 ) h - t i ：超前臂谐振过程( 在死区时间a t l 内) 图2 3 超前臂谐振过程 如图2 - 3 所示，当原边电流i p 在功率输出过程中逐渐升高到最大值i p ( t 1 ) 时。加到左臂上管s l 栅极的驱动脉冲变为低电平，使超前臂s 1 由导通变为 截止，切断了电源供电通路。而原边电感线圈中的电流不会突变，仍维持i ， 原来方向流动，故超前臂并联电容c l 、c 3 迅速充放电，它们与等效电感 ( l ，+ n 2 l o f ) 串联谐振，使左臂中点电压u a ( 即u c 3 ) 快速降低。因为s 1 关断时 原边电流i p 很大，而超前臂两管并联电容c 】、c 3 容量很小，故c 。、c 3 的充 放电过程很快完成，使超前臂中点电压u a 从电源电压快速减小，在t 2 之前 西南交通大学硕士研究生学位论文第9 页 已经降剑零。看把i j ，看成是恒流源，贝0 并联电容c 1 和c 3 的谐振电压： u c l ( f ) = 万i p ，( 2 - 3 ) 3 ( f ) = 芸，( 2 - 4 ) 式中：c 1 = c 3 = c 当u c 3 上的电压降为一0 7 伏时，d 3 开始导通，使s 3 两端的电压箝位在 零电平。两臂中点间的电压u a b 从e c 降到零。副边d r l 仍然导体通，输出 电压减小到0 ，输出电流开始开始缓慢减小。 为了保证电容电压u c 3 在死区时间内降到零，为s 3 顺利实现z v s 零电 压开通，完成由s l 向s 3 的换流，超前臂死区时间t l 的选择应满足如下条 件： 等 陋s ， ( 3 ) t l 一t 3 ：正半周箝位续流过程 图2 4 正半周箝位续流过程 西南交通大学硕士研究生学位论文 第1 0 页 正半周箝位续流过程电路如图2 4 所示。 在t 2 之前因超前臂谐振已使d 3 导通箝位，即u a = 0 ，u a b = o 。谐振结 束，c 1 、c 3 完成充放电之后，原边电流i p 仍维持原方向流动，在s 3 导通之 前i p 的续流回路自然的从急剧减少i c l 、i c 3 转移到箝位二极管d 3 导通续流。 因此t 2 时加到开关管s 3 栅极的驱动电平使之实现零电压开通。 t l = t 3 时，虽两臂中点电压为零u a = u b = u a b = o ( 即箝位续流过程) ，但 原边电流仍按原方向继续流动、不断衰减，其值等于折算到原边的输出滤波 电感电流值： t ，( ) i p ( f ) _ 睾( 2 - 6 ) 咕( t 3 ) = 厶( 2 - 7 ) 副边仍然d r l 导通，输出电压为o ，输出电流开始缓慢减小。 ( 4 ) t 3 - t 4s 4 关断后滞后臂谐振过程：i p 急速下冲，副边反向电势使d r 2 开 始导通 图2 - 5s 4 关断后滞后臂谐振过程 西南交通大学硕士研究生学位论文第11 页 如图2 5 所示，在t 4 时加到滞后臀下管s 。栅极的驱动电压变为低电平， 丌关管s 。由导通变为截止，使正向续流的原边电流i p 在全桥右臂突然失去 主要通路。而i p 在t 3 时刚缓慢降到1 2 ，仍按原方向流动对c n 充电，同时抽 走上管并联电容c 2 中的电荷。 由于s 4 关断后c 4 充电电压u c 4 急剧从0 升高变为正极性，使滞后臂中 点电压u b 由o 变为正值，故u a b 变为负极性。原边绕组的这一反向电压感 应到副边绕组，使其电压极性变为上负下正，则副边下端整流二极管d r 2 受正向偏置电压而开始导通。上端绕组虽感应到反向电压，但其中较大正向 电流不会突变为零，它仍维持原方向流过d r l 。在( t 3 t 4 ) 期间，原边电流和滞 后臂谐振电容电压的变化关系是如下： 1 i p = 1 9c o s o ) l ，w = f = = ：= = 一 ( 2 8 ) 。 1 2 l r c l n g 4 。z p 七8 i 脚，弓2 持 2 9 ) j 三 22 一z p 乞8 i n 甜( c 2 。c 42 气昭) ( 2 - 1 0 ) t 一- ! 埘s i n 一鲁 ， 在t 4 时刻谐振电压u c 4 升到电源电压，原边反向电压增至最大负值，使 剐边感应电压也增至最大，则d r 2 完全导通，使副边绕组上下两端被同时导 通的两只二极管d r l 、d r 2 正向电压箱位在低电平o 7 v 2 = 1 4 v ，这对于感 应了高压的副边绕组，可近似认为它被短路。因此( t 4 t 5 ) 期间从副边反射到 原边的电感n 2 l o f 切断，使原边滞后臂参与c 2 、c 4 充放电的串联电感量剧减， 只剩下l r ( 包括原边漏感和外加谐振电感) 。 因t s 之后u b 己迅速升高至e c ，而u a = 0 ，使原边电压变为最大负值 u a b 2 一e c ，它全部施加在小电感l ，两端。故原边电流i p 以最大变化率从正峰 值1 2 急速下冲到低，在t 5 时刻减小到零值，并继续按该变化率向下冲到i l 值。 西南交通大学硕士研究生学位论文 第1 2 页 ( 5 ) t 4 - t 5 谐振结束时d 2 导通续流，原边电感储能返回电网，i p 下冲到零 图2 - 6 谐振结束时d 2 导通续流 如前所述，t 4 时刻因c 3 、c 4 与l r 串联谐振，u c 4 = u b 迅速升到电源电 压e c ，使d 2 导通续流，把s 2 两端电压筘位在零电平，为开关管s 2 实现零 电压开通准备了必要条件，此时电路如图2 - 6 所示。如设计合理，谐振结束 d 2 导通，就可结束滞后臂死区时间，即t 2 兰( t 4 t 3 ) 。但c 2 、c 4 的充放电时 问又受负载电流大小的直接影响，不同的功率管，其结电容大不相同，因而 导通电流关断时间也不同，影响( t 4 t 3 ) 谐振过程时间长短的因素也很多。在 t 4 之后何时导通取决于不同电源。 因t 4 时刻d 2 已导通续流，使开始下冲的原边电流又经d 2 返回到电源， 补偿了电网在全桥电路上的功耗，故称( t 4 t 5 ) 为“电感储能回送电网期”。滞 后臂死区时间应在( t 4 一t 5 ) 结束，即s 2 也应在此期间内导通。 6 ) t 5 - 1 6 原边电流下冲过零点后开始负向增大 西南交通大学硕士研究生学位论文 第1 3 页 图2 7 原边电流下冲过零点后开始负向增大 原边电流从左向右流动急剧减小到0 之前，滞后臂上管s 2 已导通，且 超前臂下管s 3 在t 4 之前也导通。因此在( t 5 t 6 ) 由于副边两二极管同时导通切 断了反射电感n 2 l o f ，故原边电流i p 按最大变化率下冲减小到0 值时( t 5 ) ，曾 导通续流的二极管d 3 和d 2 自然关断，形成新的供电通路e c s 2 - l r s 3 一地， 为下一步即将开始的负半周功率输出阶段创造了条件。t 5 之后原边电流仍按 该变化率从零值自右臂经s 2 向左臂s 3 开始反方向急增，维持下冲态势，使 i p 负向增大到峰值一i l 为止。此时电路如图2 7 所示。 原边电流i p 在过零值继续下冲完成后半段反向急变过程，已是s 2 、s 3 导通形成功率输出供电回路。这与t o t l 功率输出之前s l 、s 4 同时导通同理 对称。但( t 5 一t 6 ) 正是副边两整流二极管同时导通和急剧换流过程：i d rj 急剧减 小、i o n 2 急剧增大，仍将副边绕组两端箝位在低电平，阻碍了功率输出。 在t 5 时，如果滞后臂上管s 2 仍未导通，即死区时间a t 2 设置过长( 例如 i g b t 功率模块电流拖尾长，要在轻载时也实现z v s ，把a t 2 结束时间延长) ， 困附加电感l r 值较小，原边电流在t 5 过零后滞后臂并联电容c 2 、c 4 又发生 充放电过程，则u c 4 = u b ，从e c 迅速降低面关断d 2 ，使开关管s 2 在导通时 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 4 页 难以实现零电压开通z v s 。死区时间a t 2 越长，s 2 两端电压差越高，其开 通损耗就越大，这正是软开关电路设计需尽量避免的。 滞后臂死区时间长短的选择，是一件涉及众多因素的难题，是全桥软开 关移相控制稳压的重要设计环节。 西南交通大学硕士研究生学位论文 第1 5 页 第3 章移相软开关电源主回路的研究 移相软开关电源的主回路包括低压整流、逆变、高频升压、高压整流几 个部分。在确定方案时，结合电源的高频高压和大功率特性，考虑到电路实 现的可能性和现有器件的发展，采用4 组高频变压器、整流桥、l c 滤波电 路产生4 组1 0 0 0 v 高压直流，然后串连实现4 0 0 0 v 的高压直流。 方案的优点在于，用4 组1 0 0 0 v 串连方式实现4 0 0 0 v 高压，可以使整 流桥的快速恢复二极管的耐压值大大降低，同时采用逆变全桥电路也比较适 合于大功率开关电源的实现。 下面对不同的部分进行详细的分析和设计。 3 1 f 氐压整流回路的设计 3 ，1 1 输入整流回路的结构 输入整流 z sz s 2 ： c 匕 = 刚嚣。*一 lj z妄2s 图3 - 1 输入整流回路 输入整流回路的结构如图3 一l 所示，采用全桥整流方式，c 1 采用大电 解电容，c 2 为高频滤波电容，r 1 为放电电阻。 西南交通大学硕士研究生学位论文 第1 6 页 3 1 2 整流回路主要功率器件的计算选型 输入功率： 效率 输入电压 输入电流 输出电压 2 1 5 0 0 w r = 0 9 u i n = 2 2 0 v 1 0 = 篆娟s 爿 掰= 3 0 0 v ( 3 - 1 ) ( 3 - 2 ) ( 3 - 3 ) ( 3 - 4 ) ( 3 5 ) 输出电流： 1 0 2 1 5 0 0 x 0 9 i v o 讲245aout ( 3 6 ) 甜f ( 1 ) 单相整流桥选择 整流管参数：v r 1 4 1 4 2 2 0 v 1 1 = 3 4 2 v ，i f 1 5 i o u t = 7 乏 根据整流管的参数，选择美国i r 公司的k b p c 6 单相桥式硅整流桥模块 参数如表3 - 1 ： 表3 - 1k b p c 8 0 4b r 8 4 整流桥参数表 最高最大半波整最大正向最大反 反向流电流峰值浪涌向电最大正向压 电压5 0 h z电流流，t a =降t a = 2 5 类型 2 5 v r r m 1 0a tt a i f m ( s u r g e ) i ri f mv f m vaal l aav k b p c 8 0 4 i ，r 8 4 4 0 08 05 01 5 01 04 01 2 ( 2 ) 输入滤波电容的选择4 】 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 7 页 按照a c d c 变换器的纹波电压峰峰值o 2 v 设计，输入滤波电容c 。的 大小为 _ ”一瓦盂瓦磊鬲 ：霉竺坠一( 3 - 7 ) l u u l u 。x2 0 0 x u 2 1 0 0 0 u f v n ( m i n 、为最小输入电压 _ 扛矽如( p p ) 为电容上的纹波电压的峰峰值 厂为工作频率 电解电容c i = 1 0 0 0 u f 4 0 0 v 山于铝电容无法吸收加在其两端的高频分量，用o 0 1 或者0 1 u f 的陶瓷 电容就可达到吸收的目的。 高频滤波电容c 2 采用陶瓷电容0 1 u f 。 放电电阻为r i = 1 0 0 k 1 w e 9 1 。 西南交通大学硕士研究生学位论文 第18 页 3 2d c a c 逆变回路的设计 、f每j = d c d刮二 ， l 【d 哂 引 渊 图3 - 2 d c a c 逆变回路 如图3 2 所示的逆变回路，四个大功率m o s f e t a 、b 、c 、d 构成逆变 桥，两端并联谐振电容，l r 为辅助谐振电感，输出通过高频变压器t r 升压， 然后进行全桥整流，图中只标示出了一组高频变压器和整流桥。 3 2 1 主要功率器件的选型 1 、功率器件的发展【2 5 l 进入7 0 年代晶闸管开始形成由低电压小电流到高电压大电流的系列 产品，普通晶闸管不能自关断的半控型器件，被称为第一代电力电子器件。 随着电力电子技术理论研究和制造工艺水平的不断提高，电力电子器件在容 量和类型等方面得到了很大发展，是电力电子技术的又一次飞跃，先后研制 出g t r 、g t o 、功率m o s f e t 等自关断全控型第二代电力电子器件。而以 绝缘栅双极晶体管( i g b t ) 为代表的第三代电力电子器件，开始向大容易高频 率、响应快、低损耗方向发展。而进入9 0 年代电力电子器件正朝着复台 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 9 页 化、标准模块化、智能化、功率集成的方向发展。 2 、几种功率器件的比较 ( 1 ) 门极可关断晶闸管( g t o ) 目前已达9 k v 2 5 k a 8 0 0 h z 及6 h z 6 k a 1 k h z 的水平。g t o 有对称、非 对称和逆导三种类型。与对称g t o 相比，非对称g t o 通态压降小、抗浪涌 电流能力强、易于提高耐压能力( 3 0 0 0 v 以上) 。在当前各种自关断器件中， g t o 容量最大、工作频率最低( 1 2 k h z ) 。 ( 2 ) 大功率晶体管( g t r ) g t r 是一种电流控制的双极取结电力电子器件，产生于本世纪7 0 年代， 其额定值已达1 8 0 0 v 8 0 0 a 2 k h z 、1 4 0 0 v 6 0 0 a 5 k h z 、6 0 0 v 3 a 1 0 0 k h z 。由 它所组成的电路灵活、成熟、开关损耗小、开关时间短，在电源、电机控制、 通用逆变嚣等中等容量、中等频率的电路中应用广泛。g t r 的缺点是驱动 电流较大、耐浪涌电流能力差、易受二次击穿而损坏。在开关电源和u p s 内，g t r 正逐步被功率m o s f e t 和i g b t 所代替。 ( 3 ) 功率m o s f e t 功率m o s f e t 是一种电压控制型单极晶体管，它是通过栅极电压来控 制漏极电流的，因而它的一个显著特点是驱动电路简单、驱动功率小；仅 由多数载流子导电，无少子存储效应，高频特性好，工作频率高达1 0 0 k h z 以上，为所有电力电子器件中频率之最，因而最适合应用于开关电源、高频 感应加热等高频场合；没有二次击穿问题，安全工作区广，耐破坏性强。功 率m o s f e t 的缺点是电流容量小、耐压低、通态压降大，不适宜运用于大 功率装置。目前制造水平大概是1 k v 2 a 2 m h z 和6 0 v 2 0 0 a 2 m h z 。 ( 4 ) 绝缘门极双极型晶体管( i g b t ) i g b t 可视为双极型大功率晶体管与功率场效应晶体管的复合。通过旆 加正向门极电压形成沟道、提供晶体管基极电流使i g b t 导通；反之，若 提供反向门极电压则可消除沟道、使i g b t 因流过反向门极电流箍关断。 i g b t 集g t r 通态压降小、载流密度大、酬压高和功率m o s f e t 驱动功率 小、开关速度快、输入阻抗高、热稳定性好的优点于身，因此备受人们青 睐。它的研制成功为提高电力电子装置的性能，特别是为逆变器的小型化、 高效化、低噪化提供了有利条件。 比较而言。，i g b t 的开关速度低于功率m o s f e t ，却明显高于g t r ；i g b t 的通态压降同g t r 相近，但比功率m o s f e t 低得多：i g b t 的电流、电压 等级与g t r 接近，而比功率m o s f e t 高。目前，其研制水平已达 西南交通大学硕士研究生学位论文 第2 0 页 4 5 0 0 v 1 0 0 0 a 。由于i g b t 具有上述特点，在中等功率容量( 6 0 0 v 以上) 的 u p s 、开关电源及交流电机控制用p w m 逆变器中，i g b t 已逐步替代g t r 成为核心元件。另外，i r 公司已设计出开关频率高达1 5 0 k h z 的w a r p 系 列4 0 0 6 0 0 v i g b t ，其开关特性与功率m o s f e t 接近，而导通损耗却比功 率m o s f e t 低得多。该系列i g b t 有望在高频1 5 0 k h z 整流器中取代功率 m o s f e t ，并大大降低开关损耗。i g b t 的发展方向是提高耐压能力和开关 频率、降低损耗以及开发具有集成保护功能的智能产品。 ( 5 ) m o s 控制晶闸管( m c t ) m c t 最早由美国g e 公司研制，是由m o s f e t 与晶闸管复合而成的新 型器件。每个m c t 器件由成千上万的m c t 元组成，而每个元又是由一个 p n p n 晶闸管、一个控制m c t 导通的m o s f e t 和一个控制m c t 关断的 m o s f e t 组成。m c tt 作于超掣住状态，是一个真正的p n p n 器件，这正 是其通态电阻远低于其它场效应器件的最主要原因。m c t 既具备功率 m o s f e t 输入阻抗高、驱动功率小、开关速度快的特性，又兼有晶闸管高 电压、大电流、低压降的优点。其芯片连续电流密度在各种器件中最高，通 念压降不过是i g b t 或g t r 的1 3 ，而开关速度则超过g t r 。此外，由于 m c t 中的m o s f e t 元能控制m c t 芯片的全面积通断，故m c t 具有很强的 导通d i d t 和阻断d v d t 能力，其值高达2 0 0 0 a s 和2 0 0 0 v s 。其工作结温 亦高达1 5 0 2 0 0 已研制出阻断电压达4 0 0 0 v 的m c t ，7 5 a 1 0 0 0 v m c t 已应用于串联谐 振变换器。随着性能价格比的不断优化，m c t 将逐渐走入应用领域并有可 能取代高压g t o ，与i g b t 的竞争亦将在中等功率领域展开。 ( 6 ) 功率集成电路( p i c ) p i c 是电力电子器件技术与微电子技术相结合的产物，是机电一体化的 关键接口元件。将功率器件及其驱动电路、保护电路、接口电路等外围电路 集成在一个或几个芯片上，就制成了p i c 。一般认为，p i c 的额定功率应大 于1 w 。功率集成电路还可以分为高压功率集成电路( h v i c ) 、智能功率集成 电路( s p i c ) 和智能功率模块( i p m ) 。 g t o 将继续在超高压、大功率领域发挥作用；功率m o s f e t 在高频、 低压、小功率领域具有竞争优势： 超高玉( 8 0 0 0 v 以上) 、大电流普通晶闸 管在高压直流输电和静止无功功率补偿装置中的作用将会得到延续，而低压 普通晶闸管和g t r 则将逐步被功率m o s f e t ( 6 0 0 v 以下) 和t g b t ( 6 0 0 v 以 上) 所代替；m c t 也很有发展前途。 西南交通大学硕士研究生学位论文 第2 1 页 2 、功率器件的选择 在1 0 0 k h z 的开关电源设计中，可供选用的功率器件种类有1 g b t 和 m o s f e t ，但是考虑到工作在1 0 0 k h z 的i g b t 成本较高，在本次设计中暂选 用m o s e f e t 器件，在以后的大功率开关电源中相信i g b t 会得到应用。 本次使用中选择i r 公司的i f r p 4 6 0 l c ，参数如表3 2 表3 2i f r 4 6 0 的参数表 fb v d s i d m a xv g sr o nt 仃 l 5 0 0 v2 0 a 2 4 vo 2 75 7 0 n s ( 1 ) 漏源击穿电压b v d s ，表征功率管的耐压极限。 ( 2 ) 最大漏极电流i d 。，在特性曲线饱和区中，漏极电流达到的饱和 值。 ( 3 ) 单脉冲最大峰值漏极电流i d p 该参数表明功率m o s f e t 在给定宽度的单脉冲驱动下允许的组大峰值漏 极电流。脉冲宽度一般取2 5 u s 。试验表明，脉宽为2 u s 时，i d p 试i d 。 的4 5 倍。 ( 4 ) 阀值电压v g s ，又称开启电压，是指功率m o s f e t 流过一定量的 漏极电流时的最小栅源电压。当栅源电压大于阀值电压时，功率m o s f e t 开 始导通。 ( 5 ) 导通电阻r o n ，导通电阻是指在确定的栅源电压呱下，功率m o s f e t 处于恒流区的直流电阻，它与输出特性密切相关，在开关电源中，i b n 决定 了输出电压和自身的损耗。一般导通电阻小，漏源击穿电压高的m o s f e t 好。 m o s f e t 的导通电阻具有正温度系数，这个性质对于器件的过流自动保护及 并联自均流具有积极的意义。 ( 6 ) 跨导( 互导) g 。表征功率m o s f e t 的放大性能。 ( 7 ) 最高工作频率f m 在漏源电压的作用下，电子从源区通过沟道到漏区是需要一定时间的。 当栅源之间的控制信号的周期与此时间相当时，电子就来不及跟随控制信 号。这个信号的频率就是最高工作频率。选用m o s f e t 的原因之一便是由 于它的响应频率较高，一般达到几百k h z 。 ( 8 ) 开关时间 导通延时时间t a l o n ：从输入栅极的脉冲电压上升到其峰值的1 0 开始计 算。至其漏极电压下降到其峰值的9 0 所需要的时间。 上升时间t ，；漏极电压从其峰值的9 0 下降到1 0 所需要的时间。 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 2 页 关断延时时间t d 洲从输入栅极的脉冲电压下降到其峰值的9 0 开始计 算，至其漏极电压上升到其峰值的1 0 所需要的时间。 关断时间t f 漏极电压从其峰值的1 0 上升到9 0 所需要的时间。 导通时间t 。：为导通延时时间t d o n 和上升时间t ，的总和。 关断时阳jt o f f ：为导通延时时间t d o f f 和上升时间t f 的总和。 开关时间几乎与温度变化无关，但与栅极驱动电源以及漏极所接的负载 性质、大小有关。一般导通时间t 。为几十纳秒，关断时间t 。f r 为几百到几千 纳秒。t 。随i d 增加而增加，t o 玎却随着增加而减小。 ( 9 ) 极间电容：极间电容是影响开关频率的主要因数，定义为： g 图3 - 3m o s f e t 的极i 到电答 输入电容c i s s 2 c ( 嚣+ c l 输出电容c o 船2 c 傩+ c g d 反i n f g g c r s s 2c g d 3 2 2 m o s f e t 的开关特性 m o s f e t 在感性负载下的开通讨稗如图3 4 所示： ( 3 - 8 ) ( 3 - 9 ) ( 3 - 10 ) 西南交通大学硕士研究生学位论文 第2 3 页 v 。 v t p 一7 1 6 、 v 0 3 i o l ： 后 i、 n i 两两 图3 4m o s l e t 的_ 丌通过程 阶段主要是c g s 的充电过程，使v g s 电压达到门槛电压。 阶段主要是c g s 的充电过程，当v g s 电压超过门槛电压后，漏极电流 开始迅速上升。 阶段主要是c o d 的充电过程，c g d 又称为密勒电容，由于v g d 的电压 很高，本阶段需要很大的驱动电流，才能降v g d 电压拉下来；同时v g s 电 压保持不变，称为密勒平台期。 阶段主要是c a s 的充电过程，使v g s 上升到最后的驱动电压，上升的 v c s 使漏源电阻r a ；( 0 n 1 减小，m o s f e t 进入导通状态。 关断过程与开通过程的顺序相反，过程类似。 由m o s f e t 的工作过程可以看出，m o s f e t 对高速驱动提出的要求： ( 1 ) 驱动电路的栅极电压变化率要尽量大，可以缩短栅极电压上升下 降时间。 ( 2 ) 驱动电路的峰值电流i 。尽量大，从而缩短密勒电容的充放电时 西南交通大学硕士研究生学位论文 第2 4 页 问，从( 3 ) 而缩短平台的持续时间。试验中观测驱动回路的电流，呈山峰 状，峰值电流发生在密勒平台期。 3 2 3 驱动回路的设计 控制芯片3 8 7 5 虽然本身含药1 驱动功能，但是主功率管的激励电流较大， 紧靠u c 3 8 7 5 本身的输出功率已经很难胜任驱动控制系统的稳定运行。因此 1 0 0 0 3 0 0 0 w 的大功率电源，一般都是用外围分立器件构成驱动回路，以 增大驱动电流功率，减少i c 的功耗和温升，提高艇机的可靠性。 1 、驱动回路的电路图 图3 5m o s f e t 的驱动电路 2 、器件的选择 驱动变压器采用了两只铁氧体磁芯e e 一2 5 绕制。 磁材特性：初始磁导率：2 3 0 0 ，饱和磁密：5 1 0 0 g s 四组互补对称驱动双极管( 共8 只) 的主要电气参数如下： 表3 32 s d 6 4 7 、2 s d 6 6 7 参数表 i v c b ov e b oi c l2 s d 6 6 71 2 05 v1 a 2 s d 6 4 71 2 05 vl a 4 、驱动电路的几个问题 西南交通大学硕士研究生学位论文 第2 5 页 试验中发现驱动电路的稳定对于电源的工作非常重要，有很多主回路的 直通都是由于驱动回路的误导通或者振荡引起。 ( 1 ) 反馈电容c 。造成的误导通现象 试验中观测栅极的驱动电压，经常会观测到驱动电压的地线不干净，比 较一一个桥臂的上下管的驱动电压，上管的开通会在下管的激发一个振荡，下 管的开通会在上管激发一个振荡，而且与负载无关。 _ “甚 图3 - 6 一个桥臂的上下管的驱动波形 图3 7 反馈电容c 。引起的振荡 对于图3 7 所示的一个桥臂的上下两管，设初始状态两管都关闭。突 然下管m o s f e t 2 开通，a 点的电位迅速降到0 ，这时产生一个位移电流对c 。 充电，其中大部分电流经栅极驱动回路到达a 点，由于有电阻和电感的作 用，而产生振荡。如图3 - 6 所示。当基极电阻比较大时，振荡减小；当驱动 凹路增加电感时，振荡尖峰增大。 如果这个尖峰能量足够大，完全可能使上管开通，造成直通；同时如果 尖峰过高，也可能导致栅极击穿。 西南交通大学硕士研究生学位论文 第2 6 页 可以通过在栅源极加稳压管来抑制失峰。尽可能减少功率m o s f e t 各 端点的连线长度，特别是栅极引线。或者在靠近栅极处串联一个小电阻以便 抑制寄生振荡。 采用正负电压驱动信号，也可以防止栅极振荡引起的的危害，同时有可 以加速m o s f e t 的开关速度1 2 。 ( 2 ) 驱动电路的隔离 由于驱动电路容易受到主回路的干扰，可通过驱动变压器与主回路隔 离。虽然i r 公司有i r 2 1 1 0 芯片推出，可以通过自举电路直接驱动m o s f e t ， 但是由于控制回路和主回路共地，很可能将主回路的干扰引入控制回路，造 成控制回路的工作不稳定，给驱动波形带来干扰。 试验中观测采用i r 2 1 1 0 的驱动电路的地线，干扰很大，而且随着负载的 增大而增大。因此，驱动回路最好采用变压器隔离的正负电压驱动信号。 3 3 高频变压器的设计 高频功率脉冲变压器其主要作用为磁耦合传递能量、电气隔离、电压变 换和阻抗变换等，其性能的好坏不仅直接影响到输出是否产生波形的畸变及 能量传输的效率，而且可能影响到功率开关器件的安全工作。本设计中一方 面变压器的漏感对原边侧逆变路的谐振电感的选择有影响，同时对于副边二 极管反向恢复电流引起的反向电压影响非常大，特别是快速恢复二极管的选 型。也正是考虑到快速恢复二极管的最高耐压值只有1 5 0 0 v 左右，更高的 耐压值会导致反向恢复时间很大( 占空比丢失严重) ，因此采用4 组高频变 压器并联运行的方案，每个变压器的功率设计为3 0 0 w 。 3 3 1 磁芯材料的选择 1 、磁芯材料选用的原则【5 】