（电力电子与电力传动专业论文）电动汽车异步电机矢量控制驱动系统若干问题的研究.pdf

a b s t r a c t a b s t r a e t i nt h i sd i s s e r t a t i o n ，t h er o t o rf i e l do r i e n t e di n d u c t i o nm o t o rd r i v es y s t e m a n dr e l a t e dt e c h n i c a lt o p i c sa r ec o m p r e h e n s i v e l yi n t r o d u c e d t om e e tt h eh i 曲 p e r f o r m a n c er e q u i r e m e n t so fe v s ，r e l a t e dr e s e a r c hw o r ki n c l u d e s ： t h ea n a l y s i s ，s i m u l a t i o na n de x p e r i m e n th a v eb e e nd o n et ot h em o d i f i e d v o l t a g e m o d e lf o rr o t o rf l u x z e r od r i f tc o r r e c t i o na n dd e a d - t i m e c o m p e n s a t i o na r ee f f e c t i v ef o rt h em o d i f i e dv o l t a g em o d e l t h ed e c o u p l i n g v o l t a g ec o n t r o lb a s e do nt h ec u r r e n te r r o ri m p r o v e st h ed y n a m i cr e s p o n s e p e r f o r m a n c eo ft h ec u r r e n tl o o pa n dt h es t a b i l i t yi nw i d es p e e dr a n g e b a s e d o na b o v ew o r k ，t h ec u r r e n tr e g u l a t o r sa r ed e s i g n e d s t a t o rv o l t a g ee q u a t i o no ft h ei n d u c t i o nm o t o r sp o w e ro u t p u tu s i n g c o n s t a n tv o l t a g ef i e l dw e a k e n i n gi sc o n c l u d e di nt h i st h e s i sa n de x p l a i n st h e r e d u c t i o no ft h eo u t p u tp o w e r t ok e e pt h ec o n s t a n tp o w e ro u t p u t ，ac o n s t a n tq a x i ss t a t o rv o l t a g ec o n t r o lm e t h o df o rt h ef i e l dw e a k e n i n go p e r a t i o n i s p r o p o s e d i ti s f e a s i b l ea n di n d e p e n d e n tf r o mt h em a c h i n ep a r a m e t e r s t h e m a x i m u m t o r q u ec o n t r o lf o rt h ed e e pf i e l dw e a k e n i n g i sp r e s e n t e d b a s e do nt h ea n a l y s i so ft h ec o m m o nm o d ev o l t a g e ，i m p r o v e ds v p w m m e t h o d sa r ep r o p o s e df o rt h ec o m m o nm o d ev o l t a g er e d u c t i o ni nt h i st h e s i s w i t h o u te x t r ah a r d w a r ec o s t ，t h e s em e t h o d sk e e pt h es a m ev o l t a g em o d u l a t i o n c a p a c i t ya sc o n v e n t i o n a lo n e t h er e l a t i o n s h i po ft h ec o m m o nm o d ev o l t a g e a n di n j e c t e dh a r m o n i c so f t h ep w mi sa n a l y z e d f r e q u e n c ys p e c t r aa n dt i m i n g c h a r a c t e r i s t i c so ft h e s em e t h o d sa r ep r e s e n t e di nt h i st h e s i s a b o v ea n a l y s i s ，c o n c l u s i o n sa n dp r o p o s e dm e t h o d sa r ep r o v e dw i t h s i m u l a t i o na n de x p e r i m e n tr e s u l t s k e y w o r d s ：i n d u c t i o nm o t o r ，v e c t o rc o n t r o l ，f i e l dw e a k e n i n g ， c o m m o nm o d ev o l t a g e 第一章绪论 第一章绪论 电动汽车的能源效率高于传统的内燃机汽车，适宜城市复杂工 况，并且可以利用再生回馈制动有效回收制动减速及下坡时的能量。 电力可以由煤炭、水力、核能、太阳能等一次能源转化得到，因此电 动汽车的大量应用可有效缓解目前传统汽车对石油的过度依赖，减少 尾气排放和大气污染。夜间集中给蓄电池充电，还可以避开用电高 峰，有利于电网均衡负荷。鉴于目前世界能源的紧张状况，电动汽车 产业的发展对于我国的石油战略安全也是极其重要的【 i 【3 1 。 电动汽车包括纯电动汽车、混和动力汽车及燃料电池汽车，均需 要不同功率等级的电机及其驱动控制系统提供汽车动力。尽管出于系 统简单性和控制器成本的考虑，目前还有一些系统选用直流电机作为 驱动电机，但交流驱动系统的固有优势使得直流驱动系统正在被逐步 淘汰。得益于较低廉的价格，高可靠性，维护简单和制造技术以及控 制技术的成熟，异步电动机目前在电动汽车驱动系统尤其是在大功率 的电动汽车应用场合中仍占据重要地位【4 1 。 矢量控制在异步电机的高性能控制方法中占据了重要的地位，一 直在工业界和学术界的不断研究及应用中完善和发展。随着控制理 论、计算机及功率电子技术的飞速发展，许多新的方法和理论被提出 和尝试应用，但电机参数变化、测量误差、逆变器非线性等一些固有 的复杂问题尚无通用及完善的设计方法和解决方案，须根据不同的应 用对象和应用场合选择适当的方法来满足应用要求4 】【5 1 。 第一章绪论 本文内容是以电动汽车的应用为背景，以间接矢量控制的异步电 机驱动系统为研究对象，在转子磁链观测，解耦控制，弱磁控制及减 小共模电压的p w m 控制等几个方面进行了应用研究与分析，取得了 一些有价值的结果。 1 1 异步电机转子磁链观测概况【5 l 叫1 9 1 异步电机是一个非线性、强耦合的控制对象，尽管矢量控制的发 明实现了转矩与磁链的解耦控制，极大的提高了异步电机的动静态特 性，使得交流电机取代直流电机成为可能。但传统的异步电机矢量控 制系统采用电流模型作为转子磁链观测方法，用到了转子时问常数， 该常数会随电机温度和磁路饱和等因素发生变化，从而导致转子磁链 观测不准确，引起电机性能的下降。 准确的转子磁链是高性能转子磁场定向的异步电机矢量控制的关 键。电机参数的变化和测量噪声等难以准确估计的非理想因素都会导 致磁链观测精度及电机性能的下降。多年来，研究者们提出了多种转 子磁链观测方法。 一般的，转子磁链估计方法可以分为两类：基于电机模型的方法 和基于信号分析的方法。 前者是在做了一些理想化假设( 一般包括三相绕组对称，绕组产 牛的磁动势沿气隙圆周呈正弦分布；只考虑基波磁场的作用；忽略磁 路饱和，磁滞和涡流；忽略电机绕组的集肤效应等) 后，利用电机的 数学模型推导计算出转子磁链，不同的电机方程组合可以构造出形式 多样的磁链观测器，但都需要用到电机参数。 1 第一章绪论 后者利用电机的非理想特性，如转子齿谐波、d - q 阻抗的差异等来 获取所需转速和转子磁链，一般需要用到滤波器、f f t 等信号处理技 术，尤其适合静止状态和极低速时的磁链观测。 这里讨论的是第一类方法，大致可以分为开环观测模型和闭环观 测模型，分述之： 开环观测模型包括： 1 ) 电流模型法 电流模型法是渐进收敛的，不涉及纯积分，电机低速时能够稳定 运行。 。2 百1 t r p 、l m l s 。- - t r 珊) ( 1 _ 1 ) 咿2 志卵一。珊) ( 1 - 2 ) 缺点主要是它用到了电机转速，需要速度传感器，同时还引入了 时变特性较为显著的转子时问常t r ，t r 变化范围较大时会引起电机 性能的卜- 降。 2 ) 电压模型法 电压模型转子磁通的开环观测方法是先观测定子磁通，然后利用 漏磁折算到转子磁通，没有用到转子电阻，不需要转速信息，中高速 范围内可以得到较好的性能，可用于无速度传感器控制。 = 毒帆。_ r s k 肌乩s i s a l ( 1 _ 3 ) 妒号_ r s i 咿t 也。】 ( 1 - 4 ) 第一章绪论 由于该方法会纯积分运算，即使观测模型的参数完全准确，电 压、电流信号中微小的直流偏差仍会产生较大的累计误差。 3 ) 改进的电压模型法 为解决电压模型法中纯积分的影响，可以用一阶低通滤波器代替纯 积分，实际是纯积分和一阶高通滤波器的结合，如式( 1 - 5 ) 。 v x s _ ：l( 1 - 5 ) s s + o ) cs + 峨 但高通滤波器的引入使磁链的幅值和相位都发生了变化，且低速范 围时的影响更为严重。主要改进方法有可编程滤波器方法、观测值补 偿和参考信号补偿方法等方法。 若滤波器的时间常数是固定值，电机频率比滤波器截止频率低时会 产生较大的磁链估计误差。可编程的滤波器方法使滤波器的时间常数 随着同步旋转频率的变高而变小，滤波器的极点在低速时接近原点， 在高速时远离原点，这样可以减小磁链估计的幅值和相位误差。但在 极低速范围，过大的时间常数仍会产生直流偏置。 观测值补偿方法是通过直极坐标变换将观测磁链的幅值和相位进行 分离，进行限幅后再合成以补偿低通滤波近似代替积分所引起的磁链 幅值和相位的误差，如图1 1 所示。 图1 - 1 磁链观测值反馈补偿 第一章绪论 4 ) 组合模型 电压模型和电流模型都是对同一物理对象的描述，之所以会有不 同效果，是由于电机参数准确度，检测精度和计算精度等因素的影 响，并非物理过程的不同。由于二者的不同适应范围，因此可以考虑 将二者结合起来使用：即在中高速时由电压模型起作用；而在低速时 由电流模型起作用。二者的切换须是平滑过渡，可以利用调整系数比 例完成，如式( 1 - 6 ) 所示，也可以用滤波器的方式完成。其中的电流 模型可以采用参考值也可以采用观测值。 0 = k 。口。+ ( 1 一k 。) o o 。 ( 1 - 6 ) 其中，目为组合模型的转子磁链位置角，目。为电压模型转子磁链 位置角，以。为电流模型转子磁链位置角，k 。= 0 1 。 闭环模型观测包括： 1 ) 全阶状态观测器 它采用静止坐标系中的电机模型并加以电流误差反馈补偿，根据 状态误差的动态方程和稳定性理论推导出稳定的自适应机制，可用于 无速度传感器控制方案。由于采用了电流误差反馈及自适应机制，可 以通过极点配置等方式增强观测器的参数鲁棒性和收敛速度。图1 2 给出了利用全阶状态观测器作为可调模型得到的m r a s 磁链观测器。 图1 - 2 基于m r a s 的全阶状态观测器 第一章绪论 尽管它利用闭环观测代替了电压模型中的纯积分，解决了纯积分 带来的初始值不准确和零漂问题，但本质上仍是电压模型和电流模型 的组合，并未从根本上消除电压模型中反电势测量对参数的依赖性和 低速运行时信噪比低的问题。实际应用时，往往需要参数辨识算法或 者一些补偿方法来配合使用，计算量较大。 2 ) 卡尔曼滤波器 扩展卡尔曼滤波算法则卡尔曼滤波器在非线性系统中的推广应 用。它提供了一种迭代形式的非线性估计方法，避免了对测量量的微 分计算，而且通过对q 阵和r 阵的选择可以调节状态收敛的速度。该 方法计算量较大，而且这种方法是建立在对误差和测量噪声的统计特 性已知的基础上的，需要得到合适的特性参数。 3 ) 模型参考自适应观测器 模型参考自适应( m r a s ) 方法辨识主要是将含有待估参数的方程 作为可调模型，将不含未知参数的方程作为参考模型，两个模型具有 相同物理意义的输出。利用两个模型输出量的偏差根据一定自适应率 来实时训节可调模型的参数，形式灵活，计算量较小，易于实现。选 择1 i 同参考模型及可调模型可构成多种m r a s 方案。图1 3 给出了以 电压模型作为参考模型，以电流模型作为可调模型构成的实现方案。 图1 - 3m r a s 磁链观测器 第一章绪论 此外，还有基于滑模控制理论设计的观测器，具有良好的动态特 性和参数鲁棒性，由于开关频率的有限性，观测器存在“抖动”。 1 2 异步电机弱磁控制的现扶【2 0 】【2 8 】 电动汽车对电机驱动系统的弱磁运行性能有较高要求，期望能够得 到尽可能宽的恒功率运行范围，减少变速箱等机械装置，提高转换效 率和降低汽车成本，满足超车等运行车况的要求。有限的供电电压无 法提供电机转速升高所需的不断升高的转子反电势，因此需要选择适 当的弱磁方法在满足电机及逆变器的电压和电流限制条件下得到尽可 能大的电机转矩输出，功率输出及良好的系统动静态特性。 期望得到的整个速度范围内的功率和转矩变化规律如图1 4 所示。 另外，弱磁运行时电机转速很高，电机励磁和电机参数也会发生变 化，因此希望弱磁控制方法具有较强的参数鲁棒性。 ： h h q i qi h4 口 “m 删h 嵴玎；l 、”q 。h 抻淞t i 妊们1； r 。曲m ： 轧卵” ： h f l、l i 。i iu r l 砷 、p 删 ，“s 社t d 州d 札 “ 图l 一4 电机功率及转矩输出特性 现有的弱磁控制方法主要包括以下几类： 1 ) 传统的转予磁链与转速成反比( ，) 的弱磁方式 如式( 1 8 ) ，该方法是在电机转速高于额定转速后将转子磁链给 第一章绪论 定值设定为与转子转速成反比，简单易行，与电机参数无关( 本文中 简称，方法) ，但会造成电机端电压的升高，难以满足宽调速范围 内保持安全运行电压的要求。 m = 导 “- 7 ) 其中，少。，为额定转子磁链，c o n 为额定转速，q 为电机转速。 2 ) 恒压弱磁的控制方式 该方法将定子电压保持在额定电压，根据电压控制环调节器的输 出来控制电机的励磁电流，简单易行，不需要电机参数，且满足电机 及逆变器的电压限制条件。该方法不能保持电机的恒功率运行，弱磁 运行时电机输出功率会随电机转速的升高而持续下降。 图1 5 恒压弱磁框图 3 ) 基于电机模型的控制方式 电机的励磁电感存在磁饱和现象，电感会随着励磁电流的调整发 生变化。因此在电机方程及励磁电感建模的基础上，一些方法采用精 确的弱磁电流解析形式，如式( 1 8 ) ，提高了电机的转矩输出能力和 动态响应。但这类方法的有效性强烈依赖于电机参数的准确性，励磁 电流控制开环，鲁棒性较差。如图 - 6 所示。 第一章绪论 l 。= k o + k l i d o + k2 i ：o ( 1 - 8 ) 其中，l 。为电机互感，k 。k 。k ：分别为多项式系数，i 。= i 。为电 机额定空载励磁。 图1 6 基于电感建模的弱磁电流控制 1 3 共模电压与p w m 调制2 9 1 【3 7 j 现代交流驱动系统中e m i 来源及耦合作用关系非常复杂，与系统 接地方式及接地状况、电压等级、并联系统的数目、线缆长度、功率 器件的开关频率、驱动电路的工作形式等都有很大的关系。p w m 控 制所产，| i 的共模电压及其引发的共模电流是其中非常重要的因素。电 气系统的电磁兼容性应在设计阶段就予以考虑，仅采取后继的一些改 善措施及屏蔽措施难以彻底解决问题。 一股中低压变频调速系统中电机的中性点是不接地的，在电机的 ，p 陆点与电源地之间会产生共模电压，并通过寄生参数建立与地之间 的通路并产生高频的共模电流。这不仅会破坏电机绝缘，而且本质上 是一利一高频谐波，通过其耦合通道带来严重的e m i ，干扰包括电机控 第一章绪论 制系统在内的诸多电子装置的运行和可靠性。 钳? 一一扩一责。一。扩。一一一。气 图1 7 交流调速系统的共模耦合通道 3 4 提出采用三个相差1 2 0 度的工作电压矢量进行参考电压的调 制，可以将共模电压的幅值减至母线电压的。1 ，但电压调制系数不得 1 3 , 不减小且谐波分量也有所增加，如图1 8 所示。 引，f ? 冈1 8 三电压矢量合成图1 - 9 两组三电压矢量合成 由于存在两组三个相差1 2 0 度的工作电压矢量，用两组电压矢量 进行调制时可改善调制系数及谐波特性，但同传统s v p w m 相比调制 能力仍有所降低，如图1 - 9 所示。 为减小共模电压， 3 l 】提出一种基于四相逆变器的p w m 调制方 法，如图1 1 0 所示。利用第四相开关状态的调整使得共模电压 v 。= v 。+ v ，+ v ，+ v 。满足设定条件。 第一章绪论 图1 1 0 四相逆变器 一。 第一章绪论 1 4 本文的主要工作 为进一步完善我们目前的电动汽车用基于矢量控制的异步电机驱 动系统，本文在几个方面进行了相关的研究： 一、针对电流模型转子磁链观测方法的缺点，对基于改进电压模 型的组合模型的转子磁链观测器进行了理论分析、证明和实验研究， 同时对零漂、延时补偿、死区补偿等问题采用了相应的改善措施，得 到了很好的效果。给出了一种基于偏差解耦控制的电压补偿方法，有 效提高了电流控制的动态响应特性和系统宽调速范围内的稳定性，在 此基础上进行了电流调节器的设计。 二、对异步电机的弱磁运行进行了分析，推导出了恒压弱磁时转 矩的电压表述形式，解释了该方法在弱磁运行区出现输出功率下降的 原凶。提出基于恒u 。的弱磁控制方法，物理意义清楚，实现简单，不 需要i 。u 机参数，鲁棒性强，最后给出了深度弱磁运行时的转矩输出能 j 分析及最人转矩控制实现方法。 三、对电压型逆变器的p w m 控制所产生的共模电压进行了分 析，提出了共模电压与p w m 调制注入谐波的关系，给出了一类可以 减小兆模i ：gj _ l ：的改进s v p w m 方法，保持了传统方法的电压调制能 力，刁i 需要额外硬件装置且易于数字实现，并进行了输出特性分析。 第二章异步电机的转子磁链观测及解耦控制 第二章异步电机的转子磁链观测及解耦控制 2 1 异步电机的转子磁链观测 组合模型综合了电压模型和电流模型，物理意义清晰，计算量较小， 简单易行。由于两种方法各自都存在一些固有缺点趣【8 】 4 2 1 1 4 3 1 ，实际应用 中需要解决的问题至少包括以下几点： 1 电压模型中包括反电势积分环节，须消除零漂。 2 须平滑实现电压模型和电流模型的切换。 3 电压模型中的电压反馈采用电压指令时，须进行延时和死区效应 等非线性因素的处理。 本节对两种基于改进电压模型的组合模型方案进行了分析，针对前 面的几个问题所采取的措施得到了较好的结果。 目前我们的l 乜动汽车异步电机驱动系统采用的是单环的电流控制方 式，图2 一l 给h 了异步电机矢量控制系统结构框图。除特别说明，本文 珂f 究对象均是该系统，基本情况见附录二。 4 也 图2 1电动汽车用异步电机矢量控制系统 ，11 书川以 i l j i f r j w 1 0 njjt儿t矿r，i】hi，i1，y 扩，小l 。 m o k 翟k k | ! n ，11d11 11， +f屯止玎川 t ，1 f l _ - 第二章异步电机的转子磁链观测及解耦控制 2 1 1 基于补偿积分的转子磁链观测 组合模型中采用滤波器进行切换后，中高速时电压模型起主导作 用，由高通滤波器将电流模型的观测值滤掉；低速时电流模型起主导 作用，由低通滤波器将电压模型的观测值滤掉。为实现二者的平滑过 渡，可令两个滤波器的转折频率相等，筇两相静止坐标系下的描述【5 1 如式( 2 - 1 ) 和式( 2 2 ) 。 = 斋一一高一。， ( 2 _ 1 ) r a2i ；i m v o l + 而矿m c u r 。z 。1 咿= 而t s 巾一。+ 而1 y喟。(2-2) 咿= 而巾一v “+ 而y 喟州 其中，矿。和p 啊分别为转子磁链两相分量，y 。和y 。分别为电 压模型的转子磁链分量，少。，和。分别为电流模型的转子磁链分 量，t 为滤波器时间常数。 为避免电压模型中积分环节的影响，对上式作进一步处理： ( 2 3 ) ( 2 4 ) 一矿扑。瑚。也纠d ( 2 - s ) “= 扑，地也d 弦6 ， 其中，u 。和t t 妒为定子电压分量，i 。和i 妒为定子电流分量，l ，为转 子电感，l ，为电机自感，l s 为定子电感，盯= l 一亡 为漏抗系数。 由于上式是用低通滤波器代替纯积分的处理，因此电流模型中的磁 链分量起到了补偿作用。有参考值补偿，测量值补偿等形式，这里采 用给定值进行补偿。 咿 y y 。一 tt洲 妒 第二章异步电机的转子磁链观测及解耦控制 采用同步坐标系下电流模型的转子磁链作为参考值，可得到下式： ( 2 7 ) ( 2 8 ) 其中，y 二一。= c 。s 口+ ，y 一。= ：s i n 口+ ，口= 他+ c o ：) d t ，矿为电流 模型中转子磁链位置角度，：为滑差，c o 为转子电角速度。不考虑暂 态过程，转子磁链妒：及滑差可分别由下式表述。 定向准确时有：= 少：，：= 0 。 y ：= y ：= l 。i = d ( 2 9 ) ：量乓 ( 2 1 0 ) l ，妒m 实现框图如下： 图2 - 2 参考值补偿的组合模型法 组合模型中低通滤波器的截止频率为1 0 f ( f n = 1 2 0 h z ) 。 图2 3 给出了该方法的矢量关系的解释。 w 。 。咿 y 矿 击击 莹 _ 覃 t一t一 妒 y 第二章异步电机的转子磁链观测及解耦控制 e 7 潲。 淹：叫夕 弋! ： ， 图2 - 3 组合模型的矢量图 1 r2 而。r + 而 ：! 一w ，+ ! l 咿： ( 2 1 1 ) 2 而y r + 而咿r “。 = 7 ，+ 旦卜) s + 当转子磁链参考值与实际值相等时，利用式( 2 1 1 ) 即可以得到准 确的转子磁链观测值。 反电势计算中所用的相电压取自电压指令，为提高准确度，进行了 死区补偿处理。一般认为观测器相位的滞后时间为曲。t s ( t s 为采样时 间) ，这仅是采样处理所引起的滞后。实验中发现不仅采用电压指令和 i u 流采样会使得转子磁链观测值相位存在滞后，必须进行相位补偿。 而且逆变器及驱动电路的非线性特性和电机参数不准确也会导致转子 反电势存在计算偏差。实际上采用的相位补偿形式是k 。0 9 。t s ，k 。 1 ， 人小是根据实验效果确定的。 为提高电流检测精度，应避免在功率器件开关动作的时候进行电流 采样，l l ：l h e f l , j 开关动作会对控制电路产生干扰。s v p w m 控制是对称 的欠最分配形式，因此在开关周期的中间时刻一定是零矢量，此刻进 行采样可以避免开关动作。利用d s p 的周期中断容易做到这一点。 一i 一 第二章异步电机的转子磁链观测及解耦控制 转矩调节和弱磁过程中的励磁电流会发生动态调节，若存在较大动 态偏差，也可以考虑采用励磁电流的实际反馈值代替给定值，这样能 更准确反映磁链变化的动态过程，但需对励磁电流做适当的平滑处理。 式( 2 7 ) 及式( 2 8 ) 中的低通滤波器对其中可能包含的直流偏置 并无抑制作用。通过离线校准可以得到较为准确的零漂。但一方面， 器件零漂会随时间和温度发生变化：另一方面，系统运行后的频率成 分( 主要是功率器件的开关频率) 会通过硬件装置对电流及电压的采 样电路发生影响，从而产生新的零漂，必须通过在线处理才能得到较 为准确的结果。 采用串联的低通滤波器去除反电势中的直流漂移，处理方法如图 2 4 所示，其中e 。为转子反电势中含有的直流偏置。 u 图2 - 4 反电势零漂处理 考虑到滤波效果和计算量，采用两个低通滤波器串连去除直流偏 置。简单起见，低通滤波器的时间常数取为6 2 8 s 。 为验证上述方法的可行性和正确性，进行了不同电机运行频率下的 反i 乜势零漂在线处理仿真。其中，反电势中增加了5 的直流偏置。 第二章异步电机的转子磁链观测及解耦控制 ( a ) 5 f f z ( b ) 2 0 0 h z 图2 - 5串联低通滤波器对直流偏置的抑制 可以看出，反电势幅值很快收敛到了真值。仅采用一个低通滤波器 时，反电势幅值无法收敛到真值，且存在一定的相位偏差，如图2 - 6 所示。 图2 - 6 仅采用一个低通滤波器时的输出( 5 h z ) 需要说明的是，当进入弱磁区域后，励磁电流的给定值是电压环调 节器的输出，如果脉动较大，需增加低通滤波以平滑组合磁链的电流 模型给定。 把上述方法获得的转子磁链位置作为系统控制中所用的旋转变换 相角后，进行了系统实验，转子磁链的观测结果如下。其中，转子磁 链按额定值o 1 7 7 6 w b 标么，数据结果采自控制器d s p 。 蔓三童墨生皇垫塑壁王燮壁塑型墨坚塑丝型 ( b ) 4 0 n m 负载 图2 - 7 5 0 h z 时的y 。 ；| 霞 图2 - 81 0 0 h z 时的。 可以看出，组合模型得到的转子磁链与系统原先所采用的电流模型 观测值基本一致。用功率分析仪p z 一4 0 0 0 对该方法在电机负载下的电 压和电流进行了数据采集。 表2 - 1 1 5 0 0 r p m 时的电机电压及电流 空载4 0 n m 负载 l 组合模型 6 6 9 v 5 5 6 a6 7 2 v ，81 9 2 a l 电流模型 6 7 o v 5 5 1 a6 7 2 v 8 2 0 5 a 表2 - 2 2 5 0 0 r p m 时的电机电压及电流 | 空载4 0 n m 负载 l 组合模型 1 1 1 3 v 5 6 9 6 a1 11 4 v 8 0 6 7 a l 电流模型 1 1 1 2 v 5 5 2 6 a1 1 1 5 v 8 i 3 4 ai 上述数据说明即使在负载接近额定值的情况下，电机的输入端电压 第二章异步电机的转子磁链观测及解耦控制 也基本没有升高。这表明电机的转子磁链位置是准确的，同时其定子 电流也与原系统的基本一致。 2 1 2 基于改进电压模型的转子磁链观测 本节给出一种基于反电势与磁链正交原理的改进电压模型，结构简 单，具有良好的抑制零漂的作用，原理结构如下图口8 1 。y 可以是转子 或定子磁链，本文中用于转子磁链的观测。 图2 - 9 基于正交解耦的改进电压模型 定义d 轴为磁链定向轴，有下面各式成立： 矿= i e d d t 缈= e q v 曰：fc o d t 小 。= 0 ( 2 1 2 ) ( 2 一1 3 ) ( 2 1 4 ) ( 2 1 5 ) 其中，e 。和e 。分别为d q 同步旋转坐标系中反电势分量，d 轴代表 磁链定向的方向。眠为磁链的q 轴分量，出为磁链的电角速度，臼为d 轴的位置角。为区别观测值和实际值，在观测值加标注“ ，。如不作 特别说明，以下相关变量均指转子磁链坐标系下的相关变量。 第二章异步电机的转子磁链观测及解耦控i t i 0 l j 宣。i e 4、 。 7 旦一， 毯一。j 波。d 。 o窟。8 声占 7 p 7 图2 一l o 改进方法的矢量原理 该方法对应的矢量关系如图2 1 0 所示，d q 实际同步坐标系轴，面为 观测轴，百为观测坐标系的位置角，臼为d 轴观测位置莎和d 轴实际位 置目的偏差。 如图2 - 9 ，暂不考虑校正环节k ，该方法工作原理解释如下： 当估计的转子磁链位置超前于实际位置时：口 0 ，宣。 0 并通过积 分环节使得磁链估计值驴增大，宣。 0 意味着校正系数k 的符号与转速方向应一致，否则会导致系 统的不稳定。这一点在仿真及实验中均得到了证明。 系统零极点均与k 值相关，因此对系统动态响应而言，并不是k 越 大越好，应结合电机的运行频率，通过设定合适的k 值将闭环传函的 零极点校正到期望值，从而得到较好动静态特性。 用上述方法与电流模型构成组合模型： 0 = k 。0 。+ ( 1 一k 。礁。 ( 2 2 7 ) 其中，0 为组合模型的转子磁链位置观测值，0 。为本节方法得到的 i 也压模型转予磁链位置角，o o 。为电流模型转予磁链位置角。k 。为切换 系数，一般地：电机运行频率h 8 f m 时，k 。= 1 ；f f i 4 f m 时，k 。= 0 ； 4 蚓 8 f 。时，0 0 ( 2 _ 3 0 ) c m p r k e m p = c m p r k r e f + 萧p w m p r d 0 ( 2 - 3 1 ) 其中，k = a ，b ，c c m p r k c m p 为补偿后的c m p r 值，c m p r k r e f 为 补偿前的参考c m p r 值：t 为p w m 控制的开关周期；p w m p r d 为基 准定时器的时钊惆期设定值。 应考虑上式可能出现的饱和情形，处理如下： i f c m p r k c m p p w m p r dt h e nc m p r k c m p = p w m p r d 还会出现p w m 输出脉冲宽度较小以至小于死区时间的情形，须对 补偿结果进行修正： i f c m p r k c m p 0t h e nc m p r k e m p = 0 3 3 2 实验结果与分析 采用附录一中的1 0 0 k w 电机进行了实验验证。图2 1 9 和图2 2 0 分 别给出了在相同实验条件下，进行补偿前后电机稳态运行时的实验结 第二章异步电机的转子磁链观测及解耦控制 果。其中，电机转速为3 4 1 r p m ，负载转矩2 9 n m 。 图2 1 9 未加死区补偿的a 相电流图2 - 2 0 采用本文补偿方法后的a 相电流 ( 横轴：2 0 0 m s f i g - ；纵轴：1 5 0 a 格) 可以看出，死区补偿方法有效改善了电流波形。图2 2 0 表明，由于 电机三相存在着不对称性等原因，补偿后未能完全消除死区效应。 尽管如此，试验结果表明死区补偿的加入对三相电流的不平衡性反 而有很好的改善作用，提高了系统输出能力和控制器效率，如表2 - 1 所示。 表2 1补偿前后的三相电流有效值 i a ( a )i b ( a ) 1 c ( a ) 束加 1 4 61 5 31 4 2 补偿 加入 1 4 51 4 61 4 1 补偿 第二章异步电机的转子磁链观测及解耦控制 2 2 解耦控制及电流调节器的设计汹n 圳 定子电流环的性能对于矢量控制系统稳定性及转矩的动态响应是 非常重要的。电机驱动系统的机械时间常数远大于电气时间常数，可 以认为电流调节过程中的电机转速不变，电流调节器的调节对象参数 只是电机的电气参数，其性能指标在开关频率和电机确定后即可设计 确定。 矢量控制使得异步电机的转矩控制与磁通控制得到了解耦，但解耦 并不完全：d q 轴的定子电压与定子电流之问仍存在耦合。 由于电流闭环的存在，不采用解耦控制进行控制电压的补偿校正对 电机的稳态控制并没有影响，但电流调节器的动态特性则无法得到保 证，这是因为随着转速升高和负载的增大，d q 轴电压耦合会越来越强， 使得电机等效传函和驱动系统的输出特性发生变化，严重时系统无法 稳定运行。 综合上述，电流调节器设计的前提是有效的解耦控制，不同的解耦 方法会使系统具有不同的零极点分布，从而产生不同的响应特性。 基于矢量控制的基本解耦方法是前馈解耦。根据解耦补偿电压所用 电流的不同，可以有电流指令及电流反馈两种方式，二者的响应特性 有所不同。图2 2 1 给出了前馈解耦电压补偿的原理，这里只分析采用 电流反馈的方法。 第二章异步电机的转子磁链观测及解耦控制 i m 图2 2 l 前馈解耦控制 转子磁场定向时d q 轴上的足于e g n , p y 程如卜： u s d = r 。i o l s p i “+ l l m p v , d - 吐o l 。i s q ( 2 3 2 ) u 。= 即，+ o l , p i 。+ t 0 , i o l 凡+ f l my 。 ( 2 - 3 3 ) ”妒一= 忐i 一 ( 2 3 4 ) 其中，u 。和u 。分别为d q 轴的定子电压分量，i 。和i 。分别为d q 轴的 定子电流分量，t o e 为同步电角速度，t f 为转子时间常数，p 为微分算子。 把夺叉耦合项及反电势等都算作解耦电压补偿量，e 式可以写作： u s q = u5 q + u s q o u 蚶= rs i 鲥+ c r l s p i s d u j = r ；i s q + o l ，p i s q u 一。= p 矿一一脚。乩矗 ( 2 3 5 ) ( 2 3 6 ) ( 2 3 7 ) ( 2 3 8 ) ( 2 3 9 ) 第二章异步电机的转子磁链观测及解耦控制 碘( o l s i 蚶+ 昔y 0 协4 。， 其中，u 二和u j 分别为d q 轴电流调节器的输出，u 。和u ，分别为d q 轴的解耦电压补偿分量。 式( 2 3 7 ) 和式( 2 3 8 ) 说明进行补偿后，控制电压与电机电流是 简单的一阶惯性关系，且d q 轴形式完全相同，用传递函数统一表示如 下： 嚣：一r ：每 协4 - ， u 扣) s + o l s s + 。 k d + 垒：竺塑 ( 2 - 4 2 ) 解耦补偿后，电流环的开环传函为： 竺麴粤 沼4 。， 3 s + 。 令墅kp = 鲁对消零极点后，电流环的开环传递函数为，这样 就将系统闭环传函校正为响应频率为。：孚的- - g t 惯性环节旦， a l ，s + p i 参数为： i k p = 。o l 。 k 一，。 ( 2 4 4 ) 其中，。为电流环的截止频率。 也可根据超调、响应时间和抗扰性等控制指标进行其它形式的校正 第二章异步电机的转子磁链观测及解耦控制 设计。 ( b ) 转速1 2 0 h z 图2 2 2 未采用解耦控制时的电流动态响应 图2 2 2 给出了未采用解耦控制时的电流响应，可以看出，随电机运 行频率的上升，电流控制性能已明显下降，而且当电机频率较高后， 系统不能稳定运行。 图2 2 3 给出了前馈解耦控制改善了电流动态响应的仿真结果，分别 是电机旋转频率为1 0 h z 和1 2 0 h z 的情形，相关参量采用标么值。可以 看出，随电机运行频率的变化，电流控制性能始终保持一致，满足设 计指标。 f ( a ) 转速1 0 h z f ( b ) 转速1 2 0 h z 图2 2 3参数准确时，前馈解耦控制的电流动态响应 尽管前馈解耦控制可以使得电流调节器避免受到电机运行频率的 影响，有效增强电机的稳定运行能力。但由于是开环补偿形式，这种 第二章异步电机的转子磁链观测及解耦控制 方法在电机参数不准确时仍会使得系统等效传函发生变化以及调节器 性能下降。 ( a ) 转速1 0 h z ( b ) 转运1 2 0 h z 图2 - 2 4 缸：= 1 2 0 , ；，前馈解耦控制的电流动态响应 图2 2 4 给出了该方法所采用的参数不准确时的电流动态响应特性。 可以看出，此时电流的控制性能随电机频率的升高明显下降。 下面给出一种基于偏差解耦的电压补偿方法，增强了对电机参数变 化的鲁棒性，这使得电流调节器在较大的参数变化范围内可以保持良 好的响应特性。 考虑到磁通变化比电流变化过程慢很多，可在电流调节过程内不考 虑磁通的动态变化，电机的定子方程则可简化为式( 2 4 5 ) 及式( 2 4 6 ) 。 由于闭环电流调节器的存在，这种假设也是合理的。 u “= r 。is d + o l 。p i s d 一。o l ；i 。 ( 2 - 4 5 ) u s q = r 。i 。q + o l s p i s q + 。l ；i s d ( 2 4 6 ) 以电流偏差作为解耦项的输入，设解耦支路的调节器分别为p i ，及 p i ，偏差解耦控制的框图如下。p i 调节器采用不同符号是为说明允许 采用不同的参数设计，这里简单处理，令p i = p i ，= p 1 4 = k ，+ k s _ l 。 笙三童墨生皇垫塑壁至燮堡婴型墨壁塑垄型 离 o 土畔、j 1 5 7 7 基土些! 到一 i m 图2 2 5 偏差解耦控制原理 对应的系统矩阵为下式。简单起见，仅给出参数准确时的形式。 其中， 皓准 州，( 志 2 卜- 。丽1 弘= 熹+ ( p 1 2 + p r ：啦， ( 志 2 虱= 熹+ ( p i 冲- 以乩： ( 志 2 g d q = - p i t 百( - 瓦+ ) e ls 万删 喜叫2p ，t 尚一p - 2 r 。+ o l 。s l 3 r t + o l s s 为了将电压耦合项置零，须有： p i ：= 而( o c l i s p i 3 6 一 ( 2 4 7 ) ( 2 4 8 ) 1j 。“川 。l1l，j 科 们 g g 帆悬 k 如 呵 l + 肌 b + ， “ 缸 + 第二章异步电机的转子磁链观测及解耦控制 p i ，：竺些l p i( 2 4 9 ) r 。+ o l 。s 此时可以满足g