（电力电子与电力传动专业论文）宽输出电压范围的功率因数校正器研究分析.pdf

塞塑堂生堡蔓里塑些兰里墼笙互墅婴塞坌堑 a b s t r a c t w h e nt h ec o n v e n t i o n a lt w o s t a g ep f cc o n v e r t e ri sa p p l i e dt op e r f o r m a n c et h e w i d eo u t p u tv o l t a g e ，t h es y s t e ms t a b i l i t yc a nb eap r o b l e ma f t e ri n t e g r a t i o no ft h e t w o s t a g ec o n v e r t e l e v e nt h o u g he a c hc o n v e r t e ri s d e s i g n e dp r o p e r l y f o rs t a n d a l o n e o p e r a t i o n i no r d e rt ok e e pa w a yf r o mt h eu n s t a b l ea r e aa n dm a i n t e n a n c et h es y s t e m s t a b i l i t yi nw i d eo u t p u tr a n g e ，h o wt od e s i g nt h et w o s t a g ec i r c u i tp a r a m e t e r si saq u e s t i o n f o rd i s c u s s i o n t h i s p r o b l e m i s a n a l y z e d a n dr e s e a r c h e di n t h i sd i s s e r t a t i o n t h e d i s s e r t a t i o ni n c l u d e sf i v ec h a p t e r s a tf i r s t ，t h e a v e r a g e c u r r e n t c o n t r o l l e db o o s tp f ca n db u c kc o n v e r t e l s m a l l s i g n a lm o d e la r ee s t a b i s h e d t h ea v e r a g e c u r r e n tc o n t r o l l e db o o s tp f ca n db u e k c o n v e r t e rp r o t o t y p ea r ed e s i g n e da n dm a n u f a c t u r e d o nb a s i so ft h es m a l l s i g n a lm o d e l ， t h et w o s t a g ei oi m p e d a n c ec h a r a c t e r i s t i ca n dm i l l e re f f e c ta r ea n a l y z e db ys i m u l a t i o n w i t hm a n 。a bs o f t w a r e t h et i m e d o m i n a n c es i m u l a t i o no ft h et w o s t a g ec o n v e r t e ra n d t h ei n t e g r a t e d s y s t e me x p e r i m e n t a l i s p e r f o r m a n c e d t h es i m u l a t i v ea n de x p e r i m e n t a l r e s u l t si n d i c a t et h a tt h e t h e o r ya n a l y s i s i st u r e t h e s y s t e ms t a b i l i t y i sa c h i e v e dw i t h d e s i g n i n g t h er e l a t e d p a r a m e t e r sb yn y q u i s tc r i t e r i o n k e y w o r d s ：p f c ，a v e r a g ec u r r e n t 。c o n t r o l ，c o n v e r t e r ，w i d er a n g ev o r a g er e g u l a t i o n ， s t a b i l i t y , m i l l e re f f e c t l i 童塞堕! 堕蒌查堂堡主兰些笙奎 第一章绪论 由于许多国家对用电设备的输入电流谐波含量加以限制，提出了不少限制输入电 流谐波的标准，为了降低输入电流谐波，研究人员对朋c 技术作了大量研究，取得 了不少成果。使得有源功率因数校正器获得了广泛应用。在实际应用中，b o o s t 形式 的p f c 电路被公认为最佳选择。但由于b o o s tp f c 的输出电压高于输入电压的最大 峰值且输出电压动态性能差，它需后接一级d c d c 电路实现降压和输出电压快速调 节功能。但在许多设计中，d c d c 电路大多针对某一固定的输出电压设计的，其调 节范围很小，而在许多实际应用中要求电源具有很宽的输出电压范围并且具有很好的 输出电压调节性能。为了实现具有功率因数校正功能的宽范围输出电压源，一般采用 两种方案： 第种方案是采用b o o s t + b u c k 组合变换器形式i l 】，当输出电压大于输入电压有 效值时工作在b o o s t 模式，而当输出电压小于输入电压有效值时工作在b u c k 模式， 尽管这种组合变换器能够解决宽范围电压输出问题，但由于b u c k 模式时输入电流的 不连续性，使输入电流跟踪特性变差，降低了功率因数校正的效果，并且在两种模式 下工作采用电荷控制技术 2 1 使得控制复杂化，因此，这种方案在实际应用中较少采用。 第二种方案是在传统的单级结构b o o s tj p 只? 变换器【3 】输出端级联一个d c d c 变 换器而组成两级变换【4 j 。前级电路实现功率因数校正并为后级电路提供一个基本稳定 的电压，后级d c d c 变换电路完成输出电压的宽范围调节。这种方案要比前一种方 案简单实用，但它也存在一些问题，由于开关变换器的非线性特性，在宽范围变化输 出电压时，即便前级b o o s t 尸f 1 0 变换器和后级d c d c 变换器各自独立工作时有良好 的特性和稳定性，但其级联后的系统仍可能出现在某些工作点不能稳定工作的现象， 使系统的负载适应能力变差 4 1 t 5 】【6 1 。因此，要保证两级结构的功率变换器在各种输出 电压和负载条件下能稳定工作，有必要对系统建立数学模型，进行系统稳定性分析和 判断，通过分析前后级变换器对接处的o 阻抗特性和密勒效应瞪l 6 j 【7 i ，应用奈奎斯 特判据对两级结构宽输出电压范围的功率因数校正器的稳定性进行分析设计，找出影 响两级电路稳定性的几个关键参数，通过对关键参数的精一t l , 设计，从而实现宽范围输 出电压和各种负载条件下的稳定工作。 1 1 功率因数的基本概念 电工原理中，线性电路的功率因数 - 3 惯用c o s o 表示，舻为正弦电压与电流的相 位差。由于整流电路中二极管的非线性，尽管输入电压为正弦波，输入电流却为严重 非正弦波，因此，线性电路的功率因数计算方法不再适用于该整流电路及非线性电路。 对于一般电路而言功率因数是指系统的总的输入有功功率p 与输入视在功率j 之比。用p f 表示功率因数( p o w e r f a c t o r ) ，则有： p f ：! ( 1 1 ) s 设工频电网电压为( 峰值为吒，有效值为v ) ： v = 圪s i n c o t = 、f 2 v s i n c o t ( 卜2 ) 当系统由工频电网供电时，接至系统交流输入端的电流i 一般可用下式表示： i = s i n 妇+ 卿) + ，。s i n ( n a g + 妒) ( 卜3 ) 式中，。为基波电流的峰值；纯为基波电流的移相角；，。为疗次谐波电流的峰值；吼 为n 次谐波电流的移相角。 系统交流输入端的电流i 的有效值，为： 厂_ ，= 1 ，? + 1 ： ( 1 4 ) 式中，为基波电流的有效值；l 为n 次谐波电流的有效值。 因此，系统的交流输入有功功率为： p ：土fv i d t ? 由 = 享r v 。s i n r o t 意k s i n c o t + 矽 = 。c o s 仍 = v lc o sg ，i( 卜5 ) 式中c o s c p 。为输入相移因数，r 为工频周期，上式说明构成交流输入有功功率的 唯一分量是基波分量，其它各次谐波分量都不做功。 因此，系统的功率因数可表示为： p f ：f c 。_ ：譬笋：粤c o s 舻( 肼) c 。s p 。( 1 - 6 ) sw， “ 、。 “ d f = 寻( 卜7 ) d f 表示基波电流相对值，称为畸变因数d f ( d i s t o r t i o nf a c t o r ) 。 由式( 卜6 ) 可见：功率因数等于畸变因数和输入相移因数的乘积。由于畸变因数 总是小于1 ，因此功率因数必须始终小于相移因数。即由于在交流电源输入中存在谐 波电流，因此除输入有功功率和基波无功功率外，还输入无功谐波功率。 电流的总谐波畸变m d ( 而f 口f h a r m o n i l d i s t o r t i o n ) 的定义为： 塑塞堕皇堕垂查兰堡主堂堡笙茎一一 ，、匠 彻：生：堂( 1 8 ) ，l， 式( 卜8 ) 中：。为所有谐波电流分量的总有效值。 由式( 卜4 ) ，( 卜7 ) 和( 卜8 ) 可得畸变因数d f 和总谐波畸变t h d 之间的关系： d f = ；：兰一( 1 - 9 ) 1 + t h d 2 当奶= 0 时，尸f = d f = 7 兰j ( 卜1 0 ) 、1 + t h d 由式( 1 - l o ) ，可得出畸变因数d f 和总谐波畸变t h d 之间的关系。如表l 所示： 表1 畸变因数d f 和总谐波畸变t h d 之间的关系 i p fo 5 8 1 20 9 9 0 30 9 9 5 0 0 9 9 8 7 50 9 9 9 5 5 l lt h d ( ) 1 4 01 47 53 i 由表卜1 知当总谐波畸变7 h d 5 时，功率因数p f 可控制在0 9 9 9 左右。 1 2 i e c 谐波电流限制标准 欧洲已强制性要求电子设备的输入电流谐波必须满足一些标准，如尼c ，伽呵誓 谐波电流限制标准闻。 t e c l 0 0 0 一，叼对接至低压电网系统上的额定电流小于或等于i b a 的所有电气和电 子设备引起的谐波电流规定了限值，限值适用于电压为2 2 0 3 8 0 v ，2 3 0 v 4 0 0 v 和 2 4 0 4 1 5 v ，频率为5 0 恐6 0 胁的电网系统。 由于谐波的幅度随着谐波阶数的增大而减小，大于4 0 次的谐波通常是很小的， i 丑此标准只规定了2 次到4 0 次的谐波电流限值；同时，标准还对谐波电流的测试方 法、测试仪器设备的要求和某些设备的测试条件都做了规定。 1 设备的分类 髓，口卯一，0 标准将被测设备分为以下四类： a 类设备：三相平衡设备和所有其它不属于b 、c 和d 类的设备； b 类设备：便携式电动工具； c 类设备：照明设备，包括调光装置： j d 类设备：输入电流波形在如图卜1 所示的包络线内，且有输入功率p “( ，) ：u 。， d ( ，) 。因此可以得到式( 2 1 6 ) 的简 化式： ：k k u ! ：| 2 u ：兹k u m 艺臻私， = 川。1 + i 西。i “) + 七西l 虬i 将式( 2 - 1 4 ) 代入上式得： 珏学+ 学一学 c z 一埘 式( 2 - 1 8 ) 作拉氏变换的频域方程： = 毪掣+ 学一绷u 上式即为乘法器除法器的交流小信号模型，其等效电路图如下图所示： t m ( s ) 图2 - 5 乘法器除法器的交流小信号模型等效电路 舯舻等趣= 可k u , l 2 矿1 u 2 1 2 2 电压环和电流环补偿环节模型 电压环和电流环采用p i 调节器如图2 - 6 所示： 南京舡空航天大学烦一l 学位论文 m磊翻srl6c13+1 ( 2 _ 2 0 ) 献，旧，+ c 。1 鲁垃净j + ll 电压误差放大器的传递函数为： 何。t b ) = 面r 1 3 酿( s r , 西s c i z 葡+ 1 ) ( 2 2 1 ) 2 1 3 系统完整小信号模型 连接主电路和控制电路的交流小信号模型，得到整个系统的交流小信号模型，其 模型框图州如图2 - 7 所示： 兰。 图2 - 7 平均l 乜流控制的b o o s t 功率因数校正器完整的小信号模型 一 一萨一 箩量 宽输i u 爪范的功率因数枝正器研究分析 图中：风0 ) 是采样传递函数；c 。是p 矾v 调制增益。在文献圳中提供采样传递 函数的数学模型： 皿g ) 2 虿s 2 + 砸sj + 1 式中：2 毒，驮。昙。 ( 2 2 2 ) f 卅。是平均电流控制的凋制增益，定义为【9 1 ： 巴。丙嘶1 ( 2 - 2 3 ) 式中：s 。是外加三角波的斜率，s ：是电感电流在电流误差放大器输出端的斜率， 因为鼠 e ，所以，调制增益只。可近似为： e ，丽15 方( 2 - 2 4 ) a v 一调制三角波的峰一峰值。 r 。一乘法器输出电阻。 a 。一前馈网络的传递函数( 见附表9 ) 。 可见，平均电流控制的调制增益c ，。为调制三角波峰- 峰值的倒数。 现根据模型框图2 - 7 求解系统电流环开环的传递函数，电压环开环的传递函 数瓦。，闭环音频衰减a 。和输出阻抗z 。的传递函数 由模型框图2 - 7 和式( 2 - 9 ) 可得电流环增益： z l ( i ) = 1 r 。，日。0 ) 一g h g ) ( 2 - 2 5 ) 电压环增益： 死叫n 。) 瑞l 。 z e ) 由模型框图2 - 7 和式( 2 - 1 0 ) 导出： 端l 。= 趔橼掣 z ， 啪) = 丛掣铲 ( 2 - z s ) 在求解闭环音频衰减 。0 ) 和输出阻抗z 。，。g ) 的传递函数之前，先导出电压 环开环电流闭环时的音频衰减函数爿，g ) 和输出阻抗函数z 。g ) 。 联立式( 2 8 ) 至( 2 1 2 ) ，( 2 一1 9 ) ，( 2 2 2 ) ，( 2 - 2 4 ) 得到电流闭环电压开环时的音频 衰减函数： 2 瑞l 。 “川p j f o n 南京航空航天大学硕士学位论文 喝m 盟监型趔播剑控趔捌( 2 _ 2 9 ) 由式( 2 - 8 ) 和框图得电压电流双闭环时的音频衰减： 饥2 渊l 。= 等 浯。， 联立式( 2 8 ) 至( 2 1 2 ) ，并山功率级小信号模型和图2 - 7 ，令卉。= o ，。= 0 外加 一测试源得到电压开环输出阻抗函数： 洲2 丽蒂涨祷 c z 一。- ， 其中，z c l = r 0 石1 ，z c 一= 正，o ) = 。r 。e ，。以g ) 日，g ) 。 由式( 2 2 6 ) 和框图2 7 得电压粤零双闭环时输出阻抗函数： z r o ) 2 粼j =二墨! 竺! 。，l ，o ) g 讨。0 ) + 孙蝎阱啪) ) ( 2 3 2 ) 这样，整个p f c 变换器的小信号模型就建立起来了，以此为根据来设计电流环 和电压环，优化其参数。使得变换器有良好的动态特性和稳定性。 2 2 b u c k 变换器的小信号模型 2 2 1b u c k 变换器的功率模块建模 b w t 变换器的主电路、电感上电压电流波形如图2 8 所示，变换器工作在电流 ( a ) 肋础变换器拓扑 ( b ) 电感上电压电流波形 图2 - 8b u c k 变换器拓扑及主要波形 连续模式其中阴影部分为开关管中流过的电流平均值，电感电压及电流时域方程 如式( 2 - 3 3 ) ： 1 7 宓输i u 压范的功半i 到数校正器研究分析 将上式状态平均化得方程 o ，d r d ，丁，t ( 2 - 3 3 ) 三：掣咆：) 叫。) 咆飞： ( 2 _ 3 4 ) 作拉氏变抉得频域方程： j 2 ， = d 2 “m 一, 2( 2 - 3 5 ) 在一个开关周期中，由非线性部分注入到线性部分的平均电流为电感中流过的平 均电流t 。则输出电压： n2 焉( 2 _ 3 6 )22 靠( 2 一 开关管中的电流代表电源向电路注入的电流，其平均值为： f 。2 = f l ，d 2( 2 - 3 7 ) 联立( 2 3 5 ) ，( 2 3 6 ) ，( 2 3 7 ) 可得直流稳态模型： ： 令j = o ，求得直流工作点： d 一：竖 u 2 = 等屯： 3 8 ) i 。l = d l l n l ：d 2 l 幽2 - 9 b u c k 电路的直流稳态模型等效电路 由式( 2 3 5 ) ，( 2 3 6 ) ，( 2 3 7 ) 在直流工作点附近作交流扰动，将直流量与交流分离 并略去二阶微小量，可得线性小信号模型的状态方程： m 型舶了 t 乙 南京航空航天大学硕一卜学位论文 毛，：0 ) = d ：t ：0 ) + ，。：0 ：o ) 止：t ，0 ) = d ：i 。：g ) + u 。：c i ：g ) 一d 。：g ) ，：g ) = 毒t ：g ) 由( 2 3 9 ) 式可画出b u c k 电路的交流小信号等效电路，如图2 - 1 0 所示。 z f n r 2 1 ：d 2 图2 一1 0b u c k 电路的交流小信号等效电路 其状态方程写为矩阵形式如下 卜1 一i b b ： 心j 一五hb ， 黼岫2 + s l i 鸩c ：， + 鲁+ ， b 1 = d 2 ， b 4 = fs c ： b 2 = 1 ， b 3 = 2 一，。2 + 刹d 2 ， 由状态方程可导出 g , j ：g ) = g 。：g ) = 耻贮：一十击 1 + 耻( 瞩+ 击 帆：一 s 2 2 c 2 s 2 u 2 + l “1 t o5 2 l 2 c 2 ( 2 - 3 9 ) ( 2 - 4 0 ) ( 2 4 1 ) ( 2 4 2 ) 1 9 ，醉煎 1lj 站，以 。l j 3 ，0 b 口 一量 孙一 s 堕一 坠如 = 呻 p 蔓 j+ 爿一生 丽 叠磊 宽输出电压范围的功率因数校正器研究分析 瓯= 荆l 。2 鬲0 丐2 ( 2 _ 4 3 ) 删= 端l 至此，b u c k 电路的功率模块交流小信号模型建立完毕。 2 2 2 控制电路数学模型的建立 试验中采用了均值电流坏和电压环双环控制，这是因为均值电流控制方式具有抗 干扰能力强响应快，可以限流输出等优点。 均值电流控制的电压、电流环的调节器采用图2 1 l 中误差放大器的形式( 也可以 采用其他形式) 。 图2 - 1 1 b u c k 电路的电压电流双环调节器 由图2 1 1 导出电流误差放大器的传递函数为： 似磊霸sr26cn+1 ( 2 - 4 5 ) 电压误差放大器的传递函数为： 删= 菇篆葛 a e ， 由式( 2 4 5 ) 可以看出，肼调节器实际上是个低通滤波器。电流取样信号经调 节器后输出一个滤除高次谐波后的信号，得到的主要是直流分量，然后再和锯齿波比 较，得到开关管的驱动信号。电流环控制的是电感电流的平均值，因此称为均值电流 控制。 莓 南京航空航- 灭火学确二l 学位论文 2 2 3 b u c k 电路的完整小信号模型 整合b u c k 变换器的功率级模型和控制系统模型便可以得到整个系统的小信号模 型【2 i 】，如图2 - 1 2 所示。 = 0 图2 - 1 2 平均电流控制的b u c k 电路的完整小信号模型 其中r n 是电感电流采样电阻，耳。0 ) 是电流采样环节的传递函数同式( 2 2 2 ) ， 由框图2 - l l 和式( 2 4 0 ) 写出电流内环增益z ：和电压外环增益： f z = r a h 。0 ) ，：g ) 只，：g i d ：g )( 2 4 7 ) 轷h ，：o ) 攒 ( 2 _ 4 8 ) 由框图2 - 1 2 和式( 2 - 4 0 ) 导出： 糟= 掣1 i 【2 0 ) + 1 2 0 ) 、一4 圳 l ：=堡! 垒坦! ! 垒匕! 里业垡 1 + i ：0 ) ( 2 5 0 ) 现推导电压开环电流闭环时的音频衰减函数一：g ) ，输入阻抗函数乙：0 ) ，输出 a a 函数z ：0 ) 。 由框图2 - 1 2 和式( 2 4 0 ) ，令d 。2 ：0 得： 舢) 2 矧嘧。= 溺d 2 z c 2 ( 2 - sz ) 宽输“；l 乜压范嘲的功率因数校正器研究分析 其中z c z2 月：to 主i ，z tz 2 5 上z ，丘( s ) = u t 2 r ，2 瓦z 以g ) 日，：g ) 由框图2 1 2 和式( 2 - 4 0 ) ，令i 。2 = o 得： m 矧l f 每掰 由框图2 1 2 和式( 2 4 0 ) ，令。= 。：= 0 ，仿照式( 2 3 1 ) 的推导方法得： 矧l 一，。吃z 砉乏 图2 - 1 3 平均电流控制的b u c k 电路的简化小信号模型 由框图2 - 1 3 和式( 2 4 0 ) 可分别得到电压电流双闭环时的音频衰减函数彳：。0 ) ： 爿：。0 ) = ：垒蛐 ，。 l + l ：g ) ( 2 5 4 ) ( 2 - 5 5 ) 仿照推导z 。：0 ) 的过程，由框图2 - 1 3 变更0 ：与t ，的关系便可导出双闭环输入 阻抗函数乙：。o ) ： 乙小，2 烈l 。= 每笺群 其中j 0 ) = u 。：z 。：h ，：o ) h ，：0 ) 至此，电压电流双环控制方式的系统模型建立完毕。 这样，整个b u c k 变换器的小信号模型就建立起来了，样机设计时以此为根据来 设计电流环和电压环，优化其参数。使得变换器有良好的动态特性和稳定性。 盟嘶 z 一+ =柏盟 n 一 2 、”q 下0 l ：， = m z m 数 k 函抗阻出输环 防双 南京航空航天大学硕士学位论文 第三章样机设计 本文要求设计一个具有宽范围输出电压和p 只：功能的直流电压源，具体设计要 求如下： 1 输入电压范围：1 7 6 v a c 2 6 4 v a c 2 功率因数p f 0 9 9 3 输出功率9 0 0 w 4 输出电压1 5 0 3 6 0 v d c 5 最大输出电流2 鲥 根据以上要求初步确定电路出两级构成，前级为腑变换器，对输入端进行 功率因数校正，同时电压被提升到4 5 0 v d c ；后级为b u c k 调压器方案的p f m f 电路， 把电压从4 5 0 v 降到要求的1 5 0 3 6 0 v d c ，并实现限流调压方式。 3 1 用级主电路及控制电路设计 变换器的技术指标 输入电压范围：1 7 6 蹦c 2 6 4 翰c 功率因数p f 0 9 9 输出电压：4 5 0v d c 最大输出功率：1 0 0 0 w 电网工频范围：4 7 6 5 h z 开关频率：5 0 k h z 3 1 1 主电路设计 3 1 ，1 1 主电路结构 主电路结构如图3 - 1 所示，由输入整流滤波电路和b o o s t 变换器组成。 图3 - 1b o o s t p f c 主电路 宽输出电压范围的功率因数技正器研究分析 1 输入整流滤波电路 输入整流滤波电路将单相交流电进行滤波、整流，为b o o s t 电路提供平滑的馒头 波电压，其中。、c 。，、c ，：组成厅型滤波器它能减小电源内部对电网的干扰。同 时又能抑制电网对电源的干扰。r ，是负温度系数热敏电阻，启动时起限流作用。整 流桥后接电容容值很小，主要是为了减小噪声和减小电网电压过零时的交越失真。 2 b o o s t 变换器 有源功率因数校正电路，都是基于d c i d c 拓扑因此原则上有b u c k 、b o o s t 、 b u c k - b o o s t 、c u k 、反激、正激等多种拓扑结构。由于b o o s t 电路具有电感电流连续， 允许宽的输入电压范围低的e m i 驱动电路容易设计等一系列优点，因此在实际中 应用最多。本电源的主电路前级采用b o o s t 结构的a p f c 电路。 3 1 - 1 2 工作原理 如图3 1 所示电路结构为b o o s t 拓扑。首先，在输入整流桥后面没有一个大电容 把电压滤波变成直流。因此，可以看到a p f c 电路的输入电压其实是一个输入电压经 整流后的馒头波信号。 另外，与一般d c d c 变换器根本上不同的是控制信号的不同。一般的d c d c 变换器控制电路中，与锯齿波交截的误差信号是一个直流信号，因此在一种输入电压 和负载状况下，占空比是恒定的。而b o o s t 拓扑的a p f c 电路则不然，与锯齿波交截 的误差信号是一个倒置的正弦信号，因此即使在同一种输入电压和负载状况下，占空 比也是一个时变的量，如图3 2 所示。 图3 - 2p w m 波形产生原理图 由于拓扑结构就是b o o s t ，因此其每个开关周期的基本工作原理与b o o s t 拓扑的 d c d c 变换器是一致的。开关管开通时，电感电流增大，电感储能，二极管截止， 负载由输出滤波电容供电：开关管截止时，储能电感释放能量，给负载供电，同时给 输出滤波电容充电。其详细的工作模态，很多文献中都有提及，这里就不再赘述了。 南京航空航天大学硕 。学位论立 3 1 1 3 主电路参数计算 1 输入滤波电路的设计【2 2 】 三。、c c ，：组成低通滤波电路，由于串入输入回路的电感对工频电流阻抗很 小对高频电流阻抗很大，并入回路的电容对工频电流阻抗很大对高频电流阻抗很大， 因此，高频电流经过此回路得到很大衰减，而工频电流不受影响。 电容值的选取 电容的并入会使输入电流与输入电压产生相移，降低功率因数，这里先给定功率 因数i d f = o 9 9 8 由文献知此时最大并入电容 c 。= 与字l t a n ( c o s lm f j = 6 5 u f ( 3 一1 ) 蛾。u m 。 、 取q - = c ，：= 鼍产= 3 , 3 u f ( ，。、分别是输入电流、电压有效值，是工 频角频率) 。 电感值的选取 这里取低通滤波电路的截止频率为开关频率的1 5 ，这样算得电感 l l ，27 了i - ；4 0 u h ( 3 2 ) l2 z 每l ( c o ：) 选磁芯为恒导磁铁粉芯材料铁硅铝环形磁芯，型号为黝一6 0 ，该磁芯为环形磁芯， 有效磁导率雎= 6 0 g s o e ，恒导范围= o - 9 0 0 e ，外径d o ：4 7 伽，内径 口= 2 4 c m ，高度日= 1 s c m 。 可以求得磁路长度，f = 1 1 1 5 c m ，截面积足= 1 8 8 c m2 ，因此可以得到线圈匝数 j v = ：j型尝祟堡型：177(3-3)04346 0v1 x 1 8 8 。 。 取1 8 匝，采用单根1 2 i n 2 的漆包线绕制。 核算最大磁场强度何；堡竺型鼍二! 兰! 塑一= 1 4 0 e 2 怖) = 3 6 7 v( 3 4 ) 为了使b 如级输出电压最高时所对应的稳态占空比最小，应尽量提高p 闩? 级输 出电压但受输出电容耐压限制，选择u 。为4 5 0 v , 3 输出电容的确定【4 】 2 5 童塑坐生堡垫里塑兰皇里垫堡垩堡堡塞坌堑一 在p f c 电路中输出电压的纹波不再以d c i d c 变换时的输出电压高频纹波公式计 算，在输出电容定时，相对于开关频率纹波来说，两倍工频纹波幅值远大于开关频率 纹波电压幅值，因此在计算输出电容容值时，应按两倍工频纹波电压幅值来计算输出 电容，计算方法如下： 在p f c 的输出电压两倍工频频纹波较小时，输出电容上的充电电流近似为 = 止0 - c o s ( 4 须。f ) ) ( 3 5 ) 由充电电流的交流分量产生的纹波电压为： v 。一= 击i 丢c o s “啪 给e ) 在一个工频周期内积分可得纹波电压幅值为： a v a ”i l 2 石r i 丽1 ( 3 - 7 ) 由上式可得c “2 瓦g o = l 磊元瓦1 ( 3 - 8 ) 由此可见，输出电压的两倍工频纹波完全取决于输出电容的大小，与控制参数和控 制方法无关。 为减小对后级输入电压的扰动，取v 舢= 5 v ，带入式( 3 8 ) 得c l i = 7 0 7 5 u f ， 由于铝电解电容交流频率特性较差，实际取输出滤波电容c l 。= 9 4 0 u f 采用两个容量 为4 7 0 u f 4 5 0 v 的k e n d e i l k 0 5 系列铝电解电容并联以减小e s r ，为了抑制尖峰， 在电解电容旁并联一个小容量的低e s r 无感电容，其耐压值为6 0 0 v ，容量为2 u f 。 4 功率二极管的选取 本电源的开关频率是5 0 k h z ，因此二极管选用快恢复二极管，二极管上承受的最 大反向电压为4 5 0 v ，考虑到裕量选耐压定额为6 0 0 v 。流过该管最大电流有效值为 ，m - 2 去。2 3 朝，而流过的最大电流为j m - ( m 缸) = 石4 5 e o , = 8 2 “，留一定裕量选 用快恢复功率二极管m u r l 6 6 0 ，其电压和电流的定额为1 6 a 6 0 0 v o 5 功率开关管的选取 功率管承受电压应力是4 5 0 i , 考虑到快恢复二极管反向恢复时产生的电压尖刺增 大了功率管的电压应力，留一定裕量，取功率管的电压定额为6 0 0 v , 流过该管的最大 南京航守航天大学颂1 ：学位论文 电流有效值为( 6 1 爿一2 3 船) = 3 7 7 彳流过的最大电流为，。l ( ) ：善型1 ：8 2 铂，留 u i n l ( m i n ) 一定裕量，选用高速i g b t 管g 2 3 n 6 0 ，其电流和电压定额为2 3 a 6 0 0 v 6 储能电感设计【2 3 i 2 4 1 电感的大小决定了高频纹波电流的幅值，这里按给定的高频纹波电流幅值来计算 电感值。输出功率一定，电网电压最低时输入电流达到峰值： 电感电流峰值为f l 肚= 1 0 t 5 0 矿x - 2 = 8 2 5 一 ( 3 9 ) 电感电流纹波以峰值电流2 0 计，则, 5 m = 0 2i 肿= 1 6 5 a 令电路的平均占空比为d l ，则d 的最大值为 d i =u o u t l - - 2 u i n l ( m l n ) ：o 4 3 4 u 。w 1 当) 。1 关频率确定以后，主电路的电感可据下式求得 l = 4 2 u , 1 ( 。i 。) d l 一 ( 3 一1 0 ) = 1 3 4 m t t ( 3 - 1 1 ) 职厶2 l ，3 矾h 其具体设计步骤如下： 初选磁铁：苍 初选r 2 k d 铁芯材料，其e = 5 1 0 0 g s ，采用e e 5 5 b 铁芯，其有效导磁面积 s c = 4 = 3 5 4 c m 2 ，其窗口面积o = 3 7 6 c m 2 铁芯内直流磁感应强度b 和磁感应交变分量b 与电感电流峰值和其高频纹波电 流有如下比例关系： 竺b ：竖：o 2(312)i m 取铁：卷中最大磁感应强度巩= 0 7 b , ，则有 民= b + 竽：3 5 7 0 g s ( 3 - 1 3 ) 在关断期间电路的回路方程为： 。一励。( n m ，) 1 1 一d 。，汀：a b n s 。1 0 一s ( 3 - 1 4 ) 联立( 3 一1 2 ) ，( 3 1 3 ) ，( 3 1 4 ) 可得v = 9 4 6 ，绕组匝数取9 5 匝 宽输j 乜雎范围的功率因数校正器研究分析 则气隙宽度j ：k t o n 。2 s 口1 0 ：0 2 8 6 c m ( 3 - 1 5 ) 。i 计算绕组线径和股数 储能电感的最大电流有效值为6 1 a ，取电流密度为j = 4 a m m2 ，则导线的截面积 s = 6 1 a j = 1 5 2 5 m m 2 考虑到集肤效应，开关频率为5 0 k h z ，则导线的线径 d 2 = 2 o 2 9 5 5 = o 5 9 l m m ( 3 - 1 6 ) 选用d = o 5 6 m m 导线，其截面积为0 2 4 6 3 m m 2 ，需用1 ，5 2 5 0 2 4 6 3 = 6 1 9 根 即要用6 根导线并绕 校核窗口面积填充系数 也= 6 x 0 了2 4 i 6 r 3 x 一9 5 = 。3 7 ( 3 - 1 7 ) 可以绕下绕组基本满足要求，故用l ：e s s b 彪助铁芯绕制电感是合理的。 3 1 2 控制电路设计 3 1 2 1 控制电路 控制电路所采用的芯片是u c 3 8 5 4 8 1 2 s l , 其结构及其外围电路如图3 - 3 所示，其包含 了采用平均电流型功率因数校正全部所需功能，主要由电压误差放大器、模拟乘法器、 电流误差放大器和定频脉宽调制器组成。此外，还包含有栅极驱动器、7 5 v 基准电 压、总线预测器、加载赋能比较器、欠压检测和过流比较器。 ( a ) u c 3 8 5 4 b 芯片内部结构 口t a f 口q l ； ， 帅 甚 南京航空航天大学硕士学位论文 ( b ) 控制e g 路 图3 - 3 u c 3 8 5 4 b 芯片及其控制电路 3 1 2 2 主要参数计算 1 振荡电路 振荡频率由时钟电容和充电电流决定，而r 。设定充电电流，则时钟电容由下式决 定：( 其中一i = 5 0 k h z ，月。i = 1 2 k f ! ，则1 为2 2 0 0 p f ) c t l 面1 2 5 ( 3 1 8 ) 2 乘法器输出电流信号的确定 乘法器输出电流，。的表达式如下： k t = 半 ( k = 1 )( 3 - 1 9 ) 前侦电压设置 一是输入电压分压滤波后的直流电压，其值正比于输入正弦半波电压的平均值， u c 3 8 5 4 b 中限制，不能超过两倍k ，则有 矿掣纵。 ( 3 _ z 。) 得i l 4 1 4 v ，由于平方器要求输入电压不超过5 6 v , 因此有1 4 1 4 v i z ：i c l o s e ( s 】时，有4 , ) - - a l c l o ，e g ) 如。s ) ，这表明前 后级之间级实现了完全解藕，系统稳定性取决于各单级系统的稳定性。 若f z 胁妇o l l z ：。o l ，乙的奈奎斯特曲线 也未超出单位圆，表明调整后的参数通过仿真验证能够满足系统稳定性要求。 8 0 d eo i a gr a m 1 | 兰誊翼妻j ! ；j 图3 - 2 0 调整后的输出输入阻抗对比曲线( q = o 8 ，2 = 2 5 a ) 另外，调整后整级变换器的闭环音频衰减函数4 。) = 鱼群的幅频曲 线如图3 - 2 1 所示： h r e q u s n c y 【h 动 图3 - 2 1 最优参数对应的整级变换器音频衰减的幅频特性 由上图可看出，调整后的两级变换器闭环音频衰减幅度保持在- 6 0 d b 线以下，这 表明整级变换器具有很强的抗输入电压扰动能力。虽然肼1 c 输入端二次谐波含量高 达6 6 ，但变换器在1 0 0 胁处的音频衰减度为一8 0 d b ，这将使得变换器输出电压上的 二次谐波几乎为零。 调整后整级变换器的闭环输出阻抗函数是后级单级时的闭环输出阻抗函数，由 第3 2 2 3 节分析结果可以看出，它保持了后级很好的抗负载扰动特性。 终上所述，前后级变换器单级时能稳定工作，但级联后并不一定能完全稳定工 作，有可能存在一些不稳定工作区域。那么必须通过奈奎斯特判据来判定前后级之间 是否产生了相互影响，如果两级产生了相互影响，则应该根据实际情况对相关参数进 行调整，保证整级变换器的稳定性，在此基础上提高整个变换器的各项性能。 附袁9 两级变换器参数： 5 0 町喜ipn崔m墨 堕皇堕至堕墨查兰塑主兰堡笙苎 三= 1 o m h e “= ；u 。= 2 2 0 v ( r m s ) 3 k = 168 1 0 “ u 。t = 4 5 0 vc i i = 1 5 0 0