（物理电子学专业论文）长脉冲ndyag激光电源的研究.pdf

摘要 瞰光具有普通光源所不具有的特性，即单色性、相干性和方向性好、亮度 高。激光特有的优点，使其在几乎所有的医学领域均得到应用。 目前，激光美容医学的研究范围已经扩大到祛除皮肤色素性病变，血管性 疾病，脱毛，除皱等。使用激光来治疗血管性疾病是激光美容医学研究的重点 之一。长脉冲5 3 2 n m 的倍频n d ：y a g 激光可以被血管性疾病中的目标组织，血红 蛋白，强烈吸收；很长的脉冲宽度与毛细血管的直径相对应。并且通过调节激 光输出脉冲能量和光斑的大小，可以达到治疗血管性疾病所需的能量密度一。 本课题的研究工作是围绕着长脉冲n d ：y a g 激光开关电源系统进行的，主要 内容有： ( 1 ) 分析了p w m 全桥变换器的基本工作原理，提出了移相控制p w m 全桥 变换器的控制方式，并且分析了移相控制z v s - - p w m 全桥变换器的工作原理，提 出了实现z v s 的策略。最后对普通p w m 全桥变换器和移相控制p w m 全桥变换器 进行了比较。 ( 2 ) 利用u c 3 8 7 9 构成移相控制p w m 全桥变换控制电路，实现了输出驱 动信号的移相控制，过流保护功能。同时，简单介绍了开关管i g b t 的特性和对 驱动电路的特殊要求，并且设计了以e x b 8 4 1 为核心器件的i g b t 驱动电路。 ( 3 ) 采用移相控制z v s p w m 全桥变换器拓扑结构，利用u c 3 8 7 9 芯片构 成控制电路和e x b 8 4 1 构成i g b t 的驱动电路，研制成功一台大功率激光开关电 源系统。实现i g b t 的零电压开关，减小了开关管的开关损耗，提高了开关频率 和电源的效率，实现了电源的高效化和小型化。 ( 4 )利用i g b t 的高速开关性质，设计了i g b t 直流斩波器，并提出了准 长脉冲的方法。 关键词- 开关电源，移相控帆p _ | i m 全桥变换器，i g b t 零电压直流斩波器 a b s t r a c t l a s e rh a su n i q u ec h a r a c t e r sc o m p a r e dw i t ht h en o r m a l 1 i g h t s ，w h i c h h a sm a d ei tb eu s e dg r e a t l yi na l m o s ta 1 1m e d i c a lf i e l d s r e c e n ty e a r s ，l a s e rs u r g e r yh a sd e v e l o p e dq u i c k l yi nm a n y s u r g e r y f i e l d s ，s u c ha sr e s u r f a c i n g ，h a i rr e m o v a l ，a n dp i g m e n t e dl e s i o n s ，a m o n g w h i c hv a s c u l a rl a s e r si so n eo ft h em o s ti m p o r t a n to n e l o n g p u l s e dn d ： y a gd o u b l e f r e q u e n c y5 3 2 n ml a s e rb e a mc o u l db es t r o n g l ya b s o r b e db yt h e t a r g e ts t r u c t u r e ，w h i c hi sh e m o g l o b i ni nb l o o dv e s s e l s w h e r e a s ，t h e l o n g e rp u l s ed u r a t i o nt i m ei sc l o s e rt ot h et h e r m a lr e l a x a t i o nt i m eo f t h et a r g e tv e s s e l s b ya d j u s t i n gt h eo u t p u te n e r g ya n dt h es i z eo fb e a m l i g h t ，s a t i s f i e do u t p u tp o w e rc o u l db ea c h i e v e d t h em a i nw o r ko ft h i s p r o j e c t i s c o n c e r n i n gl o n g p u l s e d n d ：y a g s w i t c h i n gp o w e rs u p p l ys y s t e m ，w h i c hi n c l u d e s ： ( 1 ) t h ef u n d a m e n t a lt h e o r yo fp w mf u l lb r i d g ec o n v e r t e ri sa n a l y z e d ， a n dt h ec o n t r o lm e t h o do fp h a s e s h i f t e dz v s p 1 j | mf u l lb r i d g ec o n v e r t e ri s p r o p o s e d a tl a s t ，t h ed i f f e r e n c eb e t w e e nn o r m a lp w mf u l lb r i d g ec o n v e r t e r a n dp h a s e s h i f r e dz v s p w mf u l lb r i d g ec o n v e r t e ri s c o m p a r e d ( 2 ) ac o n t r o lc i r c u i to fp h a s e - s h i f t e dp w mf u l lb r i d g ec o n v e r t e ri s d e v e l o p e dw h e r et h eu c3 8 7 9i st h ec o r ec h i p t h eo u t p u ts i g n a l s 7 p h a s e d s h i f t i n ga n do v e rc u r r e n tp r o t e c t i o na r ea c h i e v e d t h ec h a r a c t e r so fi g b t a r ei n t r o d u c e db r i e f l ya n dt h ed r i v i n gc i r c u i to fi g b tw i t he x b 8 4 1i sa l s o d e v e l o p e d ( 3 ) w i t ht h ep h a s e s h i f r e dz v s p w mf u l lb r i d g ec o n v e r t e r ，t h ec o n t r o l c i r c u i tu s i n gu c3 8 7 9a n dt h ed r i v i n gc i r c u i to fi g b t ，ah i g hp o w e r l o n g p u l s e dn d ：y a gs w i t c h i n gp o w e rs u p p l ys y s t e mi sd e v e l o p e d ( 4 ) w i t ht h eh i g hs w i t c h i n gs p e e do fi g b t ，ad cc h o p p e ri sd e s i g n e d ， a n daq u a s i l o n gp u l s ec o n c e p ti sp r o p o s e d k e yw o r d s , s w i t c h i n gp o w e r p h a s e s h i f t e dp w mf u l lb r i d g ec o n v e r t e r i g b tz v sd cc h o p p e r 天津大学硕士学位论文 第一章绪论 1 1 脉冲激光在医学上的应用 激光具有普通光源所不具有的特性，即单色性、相干性和方向性好、亮度 高。激光特有的优点，使其在几乎所有的医学领域均得到应用。 由a n d e r s o n 和p a r r i s h 在1 9 8 1 年提出的选择性光热解理论是激光美容医 学发展的理论基础。这个理论是指激光能量会有选择地被某些特定的组织成 分吸收，并通过热作用将这一类特定的组织成分加以破坏，而同时对其周围的 组织仅造成很小的伤害。为了实现选择性光热解作用，必须满足三个重要的条 件： ( 1 ) 激光波长一能作用到目标组织并充分有效地被目标组织吸收 皮肤中的组织对于不同波长的激光的吸收能力是不同的。对于相同波长的 激光，不同皮肤组织的吸收能力也是不同的。不同的皮肤组织吸收不同波长的 激光，当激光只被目标组织吸收时，就不会对目标组织周围的皮肤组织产生伤 害。不同组织对激光的吸收能力如图1 1 所示。 a b s o r b r a t e ( 1 c m ) l l 舻 1 1 0 1 l 护 1 1 0 2 1 1 0 l l l 伊 l 1 0 1 4 0 05 0 06 0 0 7 0 08 0 09 0 0 1 0 0 01 1 0 0 w a v e l e n g t h ( n n l ) 图1 1 皮肤组织及色素对激光的吸收曲线 第一章绪论 ( 2 ) 激光脉冲宽度小于或者等于目标组织的热弛豫时间 被目标组织吸收的激光光能会转变为热能，并且会立即开始扩散。通常情 况下，激光照射时间应该短于或者等于目标组织的热弛豫时间o 】。热弛豫时间 是目标组织的温度由最高下降到一半的时间，并且它同目标组织的直径的平方 值成正比关系。这样，较小的目标组织的热弛豫时间就比较大的目标组织的热 弛豫时间要短。可以近似地认为：当目标组织的热弛豫时间以秒为单位时，热 驰豫时间值几乎等于以毫米为单位的目标组织直径的平方值。这样，直径为0 1 m m 的血管的热弛豫时间大约为0 叭s ，即l o m s 。 ( 3 ) 能量密度一能够使目标组织达到被破坏的温度 要对目标组织造成损伤必须要有足够的能量密度。所需要的能量密度同目 标组织对光的吸收能力成反比。这样当激光仅被目标组织吸收很少时，或者目 标组织含有很少的色素( 目标组织中吸收光的物质) 时，或者目标组织位于皮 肤深层时，就需要比较高的激光能量密度。 目前，激光美容医学的研究范围已经扩大到祛除皮肤色素性病变，血管性 疾病，脱毛，除皱等。使用激光来治疗血管性疾病是激光美容医学研究的重点 之一。 血管性疾病是以血管为主要成分的皮肤疾病，包括毛细血管扩张、血管瘤 等，血管中的主要成分是血红蛋白o 。图1 1 表明，血红蛋白可以最易吸收绿 色或黄色光谱。这样波长为5 2 1 6 0 0 n m 范围的激光比较适用于治疗血管性疾 病。从波长方面来考虑，波长为5 3 2 n m 的倍频n d ：y a g 激光和波长为5 8 5 n m 的染 料激光都可以用于治疗这种疾病。 与治疗色素性皮肤疾病的机理不同，治疗血管性疾病是利用激光的热效应 “1 。病变部位的血红蛋白吸收激光的能量，所产生的热效应使得血管收缩、凝 固。长脉冲的5 3 2 n m 激光能够对绝大部分血管性疾病的病灶血管有较明显的热 凝作用，所以只要能量适当，长脉冲激光能较缓和地加热各种不同直径的血管， 使之萎缩、凝固，治疗皮肤浅层的毛细血管病变。如果脉冲时间过短，当激光 作用于血红蛋白时，由于高能量脉冲的机械性强力撕扯作用，会与治疗色素性 疾病时的情况一样，产生爆破效应，造成血管破裂，皮下出血，出现紫癜现象。 天津大学硕士学位论文 根据激光脉冲宽度和目标组织的热驰豫时间的关系，治疗血管性疾病的最佳脉 冲宽度为1 1 0 m s 左右。而染料激光的脉冲宽度很难做到毫秒量级，使用它来 治疗血管性疾病时易出现紫癜现象。 综上所述，长脉冲5 3 2 n m 的倍频n d ：y a g 激光可以被血管性疾病中的目标组 织，血红蛋白，强烈吸收：很长的脉冲宽度与毛细血管的直径相对应。并且通 过调节激光输出脉冲能量和光斑的大小，可以达到治疗血管性疾病所需的能量 密度。 1 2 课题的提出 为了把脉冲激光更好地应用于医学方面，克服现有激光器系统脉冲宽度窄， 脉冲能量低的缺点，我们提出了研制长脉冲n d y a g 激光器电源系统的课题。 根据医学方面对脉冲能量密度，光斑大小、脉冲时问宽度等的要求，并且 参照国际上的有关样机，我们初步设计的激光器激光脉冲输出要求为：重复频 率约为1 1 0 h z ，激光脉冲的宽度约为1 0 5 0 m s ，5 3 2 n m 倍频输出，每脉冲的 激光能量约为5 1 0 j 。 通过计算，我们初步估计激光电源的输出功率应当达到6 k w 以上才能符 合要求。到目前为止，已经有很多成熟的激光电源系统，除了传统的使用工频 变压器、l c 仿真网络的激光电源，还有近几年出现的开关电源。目前己知的激 光开关电源主要为半桥型开关电源。在半桥型开关电源中，变压器的次级电压 只是全桥型的一半。当要求的直流输出功率相等时，在半桥型电路中，变压器 初级线圈的电流( 在本电源中即开关管的集电极电流) 将是全桥型电路的2 倍。 因此，半桥型电路的输出功率一般比全桥型电路要小。同时，在半桥型电路中， 每个开关管承受的是输入直流电源电压，而在全桥型电路中，每个开关管承受 的是输入的直流电源电压的一半。因此，在输入直流高压，大功率的情况下， 普遍采用的是全桥型电路口1 。为了减小电源体积，提高输出功率，我们采用移 相全桥p w m 技术设计了一台大功率激光开关电源。如图1 2 所示，首先使用 这台电源为大型储能电容充电，然后使用斩波器对电容上的直流输出进行斩波， 实现长脉冲激光输出。通过控制斩波器的驱动电路，可以实现输出脉冲宽度的 第一章绪论 自由调节。在本电源中所使用的开关管均为i g b t 。值得注意的是，由于i g b t 不能在大电流、高电压的状态下长时间保持导通，因此我们采用的是一种准长 脉冲的方式，即在几十毫秒的长脉冲内存在高频的短脉冲。 2 2 0 vl 输入 丽圳整流 辅助 电源 嚣h 箨 驱动 放大 p w k l 电路 高频 整流 桥 过流ji 过压 保护li 保护 逻辑控 制电路 储能 电容 斩波 器 电压li 驱动 采样ii 放大 斩波 电路 高 压 脉 冲 氙 灯 【 预燃 触发 图1 2 激光开关电源系统原理图 在以后的章节中，我们将讨论移相p w m 全桥变换器的工作原理，实现移 相控制的电子芯片，并在此基础上讨论移相z v s ( 零电压) p w m 全桥变换器 的实现方法。y j j b ，将对电源中使用的主要器件，以及主要参数的计算作进一 步的讨论。 4 天津大学硕士学位论文 第二章移相z v s p w m 全桥变换器 移相z v s - p w m 全桥变换器是建立在p w m 全桥变换器的基础之上的。p w m 全桥变换器有三种控制方式，它的整个工作过程存在三种状态。为了更好地了 解移相z v s p w m 全桥变换器在详细分析它之前我们首先介绍p w m 全桥变换 器的基本构成，分析它的工作状态和切换方式，并对普通p w m 全桥变换器和 移相p w m 全桥变换器进行初步比较。 2 1 1p 眦全桥变换器的基本电路结构 p w m 全桥变换器的基本电路结构如图2 1 所示。 0 图2 1p w l d 全桥变换器的基本电路结构 p w m 全桥变换器由全桥逆变器和输出整流电路构成，全桥逆变器的主电路如 图2 1 所示，由四只开关管q 1 0 4 ，反并二极管d i d 4 ，开关管并联或寄生 电容c 1 c 4 和输出变压器t ，等构成。其中q 1 q 3 q 2 & q 4 ，构成两个桥臂。输 入直流电源电压为v 。输出电压为v 。，变压器t ，的原边绕组接于a b 两端，原 边绕组匝数为n ，副边绕组匝数为n 2 ，变比为k = ，。 在正常工作时，通过控制四只开关管，在a b 两点得到一个幅值为v b 的交 r l 第二章移相z v s - p w m 全桥变换器 流方波电压，经过高频变压器的隔离和变压后，在变压器副边得n - 个幅值为 v i n k 的交流方波电压，然后通过高频整流桥，得到幅值为v 。的直流方波电 压，其电压平均值为= 。，足。其中。是占空比，。= i t o 万，t 。是导通时 间，t i 是开关周期，通过调节占空比d 来调节输出电压v 。 2 1 2p r p a 全桥变换器的三种工作状态 根据a 、b 两点的电压v 。和输入电压v ；。的关系，我们可以发现，p w m 全桥 变换器有三种工作状态。并且，与这三种工作状态的转换相对应，还有着三种 切换方式。 p w l d 全桥变换器的三种工作状态： ( 1 ) + 1 状态 从图2 1 中可以看出，当q 1 和q 4 同时导通时，加在a 、b 两点上的电压为 正的输入电压，即：p 么= + 圪，定义这种工作状态为+ l 状态。 ( 2 ) 0 状态 在此状态下，o l ( 1 3 1 ) 和q 2 ( d 2 ) 同时导通或者0 3 ( d 3 ) 和q 4 ( d 4 ) 同 时导通，圪。= 0 = o 。 ( 3 ) - 1 状态 此状态中，q 2 和q 4 同时导通，= 一。 2 1 3p 眦全桥逆变器的控制方式 根据各个开关管的导通和断开方式，全桥逆变器的控制方式可以分为三类： 双极性控制方式、有限双极性控制方式和移相控制方式阻 。 双极性控制方式是指q 1 、q 4 和q 2 、q 3 各为一组同时导通或者截止的隔离 开关管。q 1 、q 4 和q 2 、q 3 由驱动电路以p 州i 控制的方式激励而交替通断，从 而将直流输入电压变换成高频方波交流电压。当q l 、q 4 导通时，q 2 、q 3 上的 电压为输入电压v ，；当q 2 、q 3 导通时，q l 、q 4 上的电压为输入电压v ，。；当四 6 天津大学硕士学位论文 个开关管都截止时，各个开关管上的电压为v 。2 。 有限双极性控制方式是让一个桥臂的两个管子( 例如q l 和q 3 ) 为p w m 工 作，另一桥臂的q 2 和q 4 轮流导通半个周期，q 1 和q 4 同时导通t 。时间，q 3 和q 4 也同时导通t 。时间。 全桥逆变器的第三种控制方式是移相控制方式，这种控制方式是q 1 和q 3 轮流导通，q 2 和q 4 也是这样，但q l 和q 4 不同时导通，若q 1 先导通，q 4 后导 通，两者导通差a 相位。其中q 1 和q 3 分别先于q 4 和q 2 导通，故称q l 和q 3 组成的桥臂为超前桥臂，q 2 和q 4 组成的桥臂为滞后桥臂。 2 2 移相z v s - p h 全桥变换器的工作原理 定义使用双极性控制方式的全桥逆变器为普通p w m 全桥变换器，而使用移 相控制方式的全桥逆变器为移相p w m 全桥变换器。移相p 州全桥变换器可以实 现开关管的软开关，减小开关管的损耗。下面分析在这种变换器中的零电压 ( z v s ) 开关技术的工作原理及其实现方法。 移相z v s p _ | v m 全桥变换器利用变压器的漏感或者原边串联电感和开关管的 寄生电容或外接电容来实现零电压开关。它的电路结构及主要波形如图2 2 所 示。 = 0 r l 第二章移相z v s p w m 全桥变换器 l d v n e v 。 0 1 q 3q l i 0 40 2q 4 _ ，- 一产 ， 卜| j ) l| ti k f 7 ? ： ! i朔卜，f i绷_ l t ot 1t 2nt 4t 5t 6t 7t r 图2 2 主电路及主要波形 其中，d 1 d 4 分别是q 1 q 4 的内部反并二极管，c 1 c 4 分别是q 1 q 4 的 寄生电容或外接电容。l r 是谐振电感( 包括变压器的漏感) 。每个桥臂的两个 开关管成1 8 0 0 互补导通，两个桥臂的导通角相差一个相位，即移相角。通过调 节移相角的大小来调节输出电压。 2 2 1 移相p m , l 全轿变换器中两个桥臂软开关的实现 ( 1 ) 超前桥臂的软开关实现 天津大学硕士学位论文 o ( b ) t 1 t 2 时刻 图2 3 + i o 切换方式 在图2 3 中，在t 1 时刻之前，q 1 和q 4 同时导通，。= + 。，原边电流流 过q 1 和q 4 。在t 1 时刻先关断q 1 ，原边电流从q 1 中转移到c 1 和c 3 支路中， 给c 1 充电，同时c 3 被放电。由于有c 3 和c 1 ，q l 是零电压关断。在这个时段 里可以认为原边电流i 。近似不变，类似于一个恒流源。这样c 1 的电压线性增 加，同时c 3 的电压线性减小。在t 2 时刻，c 3 的电压下降到零，q 3 的反并联极 管d 3 自然导通，此时开通q 3 ，q 3 就是零电压开通。这时比。= 0 ，该开关切换 方式为+ i 0 切换方式。同样当q 3 关断时，开关切换方式为一i 0 切换方式，其 工作原理完全类似。 从上面的分析可以得到以下结论：超前桥臂在关断时，输出滤波电感与漏 感是串联的，原边电流基本不变，是一个恒流源，因此超前桥臂只能实现零 电压开关，不能实现零电流开关。超前桥臂容易实现零电压开关。 ( 2 ) 0 状态 图2 4 “0 ”状态 9 第二章移相z v s p w m 全桥变换器 图2 4 是0 状态的电路图。此时0 3 和q 4 导通( 实质上是d 3 和q 4 导通) ， 吒。= 0 ，此变压器原边电压也为零。由于d 3 和q 4 存在通态压降，此时原边电 流略有减小。 从上面的分析可以知道，o 状态实际上是非常简单的一种工作状态。如果在 主电路中加入一定的电路，就可以使0 状态出现两种工作模式，一种是恒流模 式，一种是电流复位模式。所谓恒流模式，就是在0 状态下，使原边电流基本 保持不变，为滞后桥臂提供零电压开关条件：而电流复位模式，就是在0 状态 下，使原边电流减小到零，为滞后桥臂提供零电流开关条件。 ( 3 ) 滞后桥臂的软开关实现 滞后桥臂的零电压开关 如果0 状态处于恒流模式，原边电流i 。流过d 3 和q 4 ，如图2 4 所示。当q 4 关断时。原边电流从q 4 中转移到c 2 和c 4 ，支路中，给c 4 充电，同时给c 2 放 电：如图2 5 所示。 图2 5o 一1 切换方式 由于有c 2 和c 4 ，q 4 是零电压关断。当c 2 的电压下降到零，q 2 的反并二极 管d 2 自然导通，此时开通q 2 ，q 2 就是零电压开通。这时巧。= 一，该开关切 换方式为0 - 1 切换方式。同样，如果在o 状态时原边电流i 。流过d 1 和q 2 ， 当q 2 关断时。开关切换方式为0 + 1 切换方式，其工作原理完全类似。 当q 4 关断后，c 4 的电压增加，一。= 一。，v b 为负电压，变压器副边短接， 变压器的原边电压为零，v 。电压全部加在漏感上，使得原边电流i 。减小。如果 漏感能量较少，就会出现c 4 的电压还没有增加到v 1 n ，原边电流就已经减小到 0 天津大学硕士学位论文 零，c 4 的电压就会使得原边电流反方向增加，而且c 4 的电压也会下降，同时c 2 的电压就会开始增加。当q 2 开通时，c 2 的电压不为零，q 2 就不能实现零电压 开通，而是硬开通。 从上面的分析可以得到四个结论： 在恒流模式下，滞后桥臂开关管上要并联电容，以实现z v s ； 滞后桥臂实现z v s 的能量是漏感的能量； 漏感的容量很小，因此滞后桥臂实现z v s 较超前桥臂困难； 漏感能量与负载有关。负载越大，能量越大；负载越小，能量越小。在负 载小时，漏感能量不足以使滞后桥臂实现零电压开关，必须采用辅助电路来帮 助漏感实现滞后桥臂的零电压开关。 2 2 2 移相控制z v s p 唧全桥变换器的各个工作状态 在一个开关周期中，移相控制z v s - p _ | i y m 全桥变换器有多个开关状态。在分 析之前，作出如下假设： 所有的开关管、二极管都为理想器件： 所有的电感、电容和变压器都为理想器件； c 1 、c 2 、c 3 、c 4 为开关管i g b t 的寄生电容c c e d 1 、d 2 、d 3 、d 4 为开关管i g b t 内部的反并二极管。 图2 6 依次给出了该变压器在不同开关状态下的等效电路，各个时刻参见 图2 2 。 ( 0 ) 第二章移相z v s - p w m 全桥变换器 t o 时刻，处于对角线上的两只开关管q l 和q 4 导通。输入电流流过q 1 、 变压器t r 和q 4 。变压器初级电流等于负载电流加上不断变化的变压器磁化电 流。输入功率通过变压器传输到负载。变压器原边的电流i p 和电压v i n 的方程 为： i = z ， v 。近似为电源电压v c 。， z ? = 瓜 同时，q 3 的寄生电容c 3 和q 2 的寄生电容c 2 已经充电至v 。 t 1 时刻，叭关断，q 4 导通。在q 1 导通时，c 3 被充电，当该电容两端的电 压上升到电源电压+ v 。时，o l 关断。此后，流过变压器电感的电流开始对q 1 的寄生电容c 1 充电。同时，c 3 放电。变压器原边的电流从q l 中转移到c 3 和c 1 支路中。给c 1 充电，同时c 3 被放电。由于有c 3 和c 1 ，q 1 是零电压关断。在 这个时段里可以认为原边电流i p 近似不变，类似于一个恒流源。这样原边电流 i p 和电容c 1 、c 3 的电压为： i 。= i p ( ，o ) = j l = 去r 吲，) - 。去， 1 2 天津大学硕士学位论文 这一过程一直持续到q 3 的反并二极管d 3 导通。通过变压器的电流流过功 率变换器变换电路的下半部分。 ( 2 ) t 2 时刻，q 3 和q 4 导通。在t 2 时刻，c 3 的电压下降到零，d 3 自然导通。 需要的时间为： = 孚 d 3 - 9 - 通后，开通q 3 。尽管这时候q 3 被开通但q 3 并没有电流流过原 边电流由d 3 流通。由于是在d 3 导通时开通q 3 。所以q 3 是零电压开通。这 样就要求q 3 和q 1 的驱动信号之间的死区时间t d l 3 t 即 ， 半 q 1 和q 3 驱动脉冲延迟时间t d 3 可以通过驱动控制芯片u c 3 8 7 9 的输出驱动 信号的死区时间来调整。 c 2 第二章移相z v s - p w m 全桥变换器 t 3 时刻，q 4 关断，q 3 导通。原边电流i 。由c 2 和c 4 两条路径提供。也就 是说，原边电流i p 用来抽走c 2 上的电荷，同时又给c 4 充电。由于c 2 和c 4 的存在，q 4 是零电压关断。此时，v a b = - v c 4 。在这段时间里实际上谐振电感 和c 2 、c 4 在谐振工作，原边电流i p 和电容c 2 、c 4 的电压分别为： i 。= ，2c o s c o ( t f 3 ) 4 ( f ) = z ，2c o s c o ( t t 3 ) 2 ( ，) = 。一z 。，2c o s ( o ( t 一，3 ) 其中，z ，= 厩，= 1 拉万。 c 2 t 4 时刻，q 2 和q 3 导通。当c 4 上的电压上升到v 。时，d 2 自然导通。这 段时间t c 4 为： b = 扣1 去 d 2 导通后，就可以开通q 2 ，q 2 是零电压开通。虽然此时q 2 已开通，但 q 2 不流过电流，原边电流由d 2 流通。这样就要求q 2 和q 4 驱动信号之间的 死区时间7 “ c 4 ，即： 一l s i n - 1 瓦v i n 1 4 虽然此时q 2 已开通，但q 2 不流过电流，原边电流由d 2 流通。原边谐振 电感的储能反馈给输入电源。电源电压v i n 加在谐振电感两端，原边电流线性 下降。原边电流为： t ( ，) = ，( f ，) 一号已( r 一，3 ) o ， 到t 4 时刻原边电流从i “t 3 ) 下降到零，二极管d 2 和d 3 自然关断，q 2 和q 3 将流过电流。输入功率通过变压器t ，传输到负载。 c 2 t 5 时刻，q 2 导通，q 3 关断。在q 2 导通时，q 1 的寄生电容c 1 充电，当 该电容两端的电压v c l 上升到电源电压时，q 3 关断。此后，变压器原边的电 流开始对q 3 的寄生电容c 3 充电，同时c 1 两端的电压开始下降。这样过程一 直持续到q 1 的反并二极管导通。 第二章移相z v s p w m 全桥变换器 t 6 时刻，q 1 和q 2 导通。当d 1 导通后，开通q 1 。这样q 1 就是零电压开 通。变压器初级电流流过q 2 和q 1 。 ( 7 ) t 7 时刻，q 1 导通，q 2 关断。q 2 关断，q 2 的寄生电容开始充电，q 4 的寄 生电容开始放电，当q 4 两端电压达到0 v 后，q 4 从零电压开始导通，从而实 现了无损耗开通。 t 8 时刻，q 1 和q 4 导通。上述过程重复。 图2 6 移相z v s p w m 全桥变换器的工作过程 1 6 天津大学硕士学位论文 2 3 两个桥臂实现z v s 的差异及实现z v s 的方法 要实现开关管的零电压开通，必须有足够的能量来抽走将要开通的开关管 寄生电容( 或外部附加电容) 上的电荷，并给同一桥臂将要关断的开关管寄生 电容( 或外部附加电容) 充电” 。同时，考虑到变压器的原边绕组电容，还要 一部分能量来抽走变压器原边绕组寄生电容c ，。上的电荷。当开关管的寄生电容 c ，。为定值时，必须满足下式： e i 1c f 2 + 寺c j 2 + 告c 。2 = c f 2 + 寺c 。2 ( 2 1 ) 2 3 1 两个桥臂实现z v s 的差异 如果输出回路中有滤波电感k ，则超前桥臂容易实现z v s 。这是因为在超 前桥臂开关过程中，输出滤波电感l f 是与谐振电感l ，串联的，此时用来实现z v s 的能量是l 。和l f 中的能量。一般来说，l f 很大，在超前桥臂开关过程中，其电 流近似不变，类似于一个恒流源。这个能量很容易满足式( 2 1 ) 。 滞后桥臂要实现z v s 比较困难。这是因为在滞后桥臂开关过程中，变压器 副边是短路的，此时整个变换器就被分为两部分，一部分是原边电流逐渐改变 流通方向，其流通路径由逆变桥提供：另一部分是负载电流由整流桥提供续流 回路，负载与变压器原边没有关系。此时用来实现z v s 的能量只是谐振电感中 的能量，如果不满足式( 2 2 ) ，那么就无法实现z v s 。 去，c 。2 + 去c m 2 ( 2 2 ) 2 3 2 实现z l r s 的方法 从上面的讨论中可以知道，超前桥臂容易实现z v s ，而滞后桥臂则要困难 些。只要满足条件使滞后桥臂能够实现z v s ，那么超前桥臂就肯定可以实现z v s 。 因此z v s p w m 变换器实现z v s 的关键在于滞后桥臂。滞后桥臂实现z v s 的条件 就是式( 2 2 ) 。从式( 2 2 ) 中可以看出，要满足它，要么增加谐振电感l r ， 要么增加1 2 。 第二章移相z v s p w m 全桥变换器 增加励磁电流 对于一定的谐振电感l r ，必须有一个最小的i 。值i 。来保证谐振电感l r 中的能量1 2 l ，i 。2 能实现z v s 。用增加励磁电流i 的办法来实现z v s 实质上就 是提高i 。由于增加了励磁电流，使得原边电流在负载电流的基础上多了一 份励磁电流，因而增加了它的最大电流值，也使通态损耗加大。同时，励磁电 流的增大，也增大了变压器损耗。因此在励磁电流的选取上，应充分考虑器件 和变压器损耗。 增大谐振电感 由于励磁电流与负载无关，因而在轻载时，变换器的效率很低。实现z v s 的另种方式就是增加谐振电感。在一定的负载范围内实现z v s ，可以知道一 个最小的负载电流，根据这个电流，忽略励磁电流，可得到i 。的最小值i 。， 再利用式( 2 2 ) 计算出所需的最小谐振电感。 2 4 普通p w m 和移相p w m 全桥变换器的比较 普通p w m 全桥变换器和移相p w m 全桥变换器的区别主要在于在这两类 变换器中，开关管的损耗是不同的。这对于提高电源的效率，增加开关管工作 的可靠性是非常重要的。 2 4 ip w m 开关电源中的损耗 在p w m 开关电源中的损耗可以分为两类：导通损耗和开关损耗嗍。在现代 开关电源中，最常用的开关元件是i o b t ，这种器件有一定的导通电阻k 咖) ， 因此，电流流过i g b t 时，导通电阻将产生一定的功耗，这种损耗称为导通损 耗。 天津大学硕士学位论文 在开关管开通和关断过程中，开关管不仅流过较大的电流，而且还承受较 高的电压，因此开关管也将产生较大的损耗，这种损耗称为开关损耗。 开关损耗可以分为开通损耗、关断损耗和电容充放电损耗。开关管关断过 程中的损耗的能量w m 等于关断时间内( o t 。) 开关管承受的电压和电流乘积 的积分： = r f f d t 假设，在关断过程中，开关管承受的电压和电流呈线性变化，上式可以简 化为： 1 w 啦= 去i d p p 0 ， 其中，i ，“为关断过程中流过开关管的电流最大值，u 口c a l ( 为关断过程中开关管承 受的电压最大值。 上式乘以开关频率，就可以得到开关管在关断过程中的总功耗p 。： ：妥i 。月m o k t s f 同样，开关管在开通过程中的损耗( 开通损耗) p 。也可以用开通过程中开 关管承受的电压和电流的乘积的积分来计算。因此，开通损耗可以用下式来表 示： 1 p 。，= 鼍i 。q 一一s ， 开关管i g b t 的集电极和发射极之间具有较大的寄生电容c 。，该电容充电 和放电时也将产生损耗。可以用下式来计算： p ：1 乙c pc 2 f 2 4 。2 普通p w m 和移相p w m 全桥变换器的比较 普通p w i v i 全桥变换器的开关管在开关过程中两端的电压u 。或电流i 。不为 零，这种工作状态称为硬开关状态。在硬开关过程中导通损耗p 。和关断损耗p 。 不为零，因此开关损耗大，且随着开关频率f 的提高而增大，因而限制了频率 的提高，使得p w m 变换器的性能难以进一步改善。另外，过高的d i d t 或d v d t 将产生很强的电磁干扰，开关过程易造成器件工作失效，影响变换器的可靠性。 第二章移相z v s p w m 全桥变换器 移相p w m 全桥变换器的开关管在工作过程中可以实现开关器件的零e g 玉, 或零电流开关，这种工作状态称为软开关状态。在软开关过程中，开关器件两 端的电压u 。或电流i 。为零。因此开关损耗趋于零，效率得到了提高，减小了电 磁干扰，器件的开关频率和变换器性能也得以提高。 结论 ( 1 ) 普通p w m 控制和移相控制同属于方波逆变工作方式。普通p w m 控制通过 改变器件驱动信号脉宽大小来调节输出电压：移相控制通过改变逆变电路中两 桥臂对角管驱动信号的移相角大小来调节输出电压。 ( 2 ) 以普通p w m 控制方式工作的全桥p w m 变换器中的器件工作于硬开关状 态，开关损耗、开关频率难以提高；以移相控制方式工作的全桥零电压开关p w m 交换器中的器件工作于软开关状态，开关损耗小，开关频率可以提高。 ( 3 ) 以移相控制方式工作的全桥零电压开关p w m 变换器与普通p w m 控制方式 相比，具有工作频率高、噪声小、电磁干扰小、体积小、重量轻、效率和可靠 性高的优点。 小结 本章在分析了p w m 全桥变换器的基本工作原理以后，提出了z v s - - p w m 全桥变换器的控制方式，并且分析了移相控制z v s - - p w m 全桥变换器的工作 原理，提出了实现z v s 的策略。最后对普通p w m 全桥变换器和移相控制p w m 全桥变换器进行了比较。 天津大学硕士学位论文 第三章移相控制技术及开关管i g b t 的驱动 在移相p w m 全桥变换器中控制信号是通过专门的集成芯片产生的。虽然 使用一些已有的芯片可以构成控制信号发生电路，但是这些电路往往工作不稳 定，而且很多功能实现起来很困难，因此必须使用专门的集成芯片。在开关电 源中，m o s f e t ( m o s 型场效应管) 和i g b t ( 绝缘栅双极晶体管) 是常用的 两类开关管。m o s f e t 通常适用于功率为1 k w 以下的开关电源，而i g b t 可 以实现功率为1 1 0 0 k w 的开关电源。在本激光开关电源中，我们选用的是 i g b t 。i g b t 作为一种特殊的开关管，对它的驱动电路有特殊的要求，我们最 后将详细介绍i g b t 的驱动电路。 移相p w m 全桥变换器比普通的p w m 变换器有许多优点。但是控制电路 更加复杂。采用u n i t r o d e 公司生产的移相控制专用芯片u c 3 8 7 9 可以大大简化 控制电路，而且还能大大提高变换器工作的可靠性。u c 3 8 7 9 集成电路芯片为 全桥控制技术提供了控制、解码、保护和驱动等功能。这种集成解决方案简化 了设计程序，并且节省了设计时间和电路板费用。 3 1 1u c 3 8 7 9 概述 u c 3 8 7 9 用于控制全桥软开关变换器。与普通的p w m 变换器不同，移相 p w m 全桥变换器允许零电压开关转换和变压器方波驱动。该集成电路通过调 制桥式变换器高端和低端的相位，从而实现控制输出功率。 u c 3 8 7 9 可以实现电流型控制，输出信号的延迟时间可以通过外接元件调 整，以实现零电压开关转换。该器件可以完成逐脉冲限流、综合故障检测、软 启动复位等功能。欠压封锁以后，电压必须上升到门限电压才能重新启动；启 动电流很小，市电经过整流后通过小功率变压器可以直接加到器件的直流电源 电压输入端，在变换器关断的状态下，该器件具有很小的静态电流。 第三章移相控制芯片及开关管i g b t 移相p w m 控制器u c 3 8 7 9 应用于移相全桥式变换器控制。由于采用恒频 脉冲宽度控制、谐振和零电压开关等技术，因此，在高频工作状态下也可以获 得很高的效率。该芯片可以采用电流型控制，也可以采用电压型控制。为了实 现快速故障保护，该芯片中还有独立的过流保护电路。 u c 3 8 7 9 由相位调制器、误差放大器、振荡器、各种比较器和触发器、四 路输出驱动器等部分组成。结构方框图如图3 1 所示。 图3 1u c 3 8 7 9 的内部结构原理图 3 1 2p w m 基本原理 移相p w m 控制器u c 3 8 7 9 应用于移相全桥式变换器控制。它进行p w m 控制的基本原理为： 误差放大器的反相端e a 接采样反馈信号或者控制信号，该信号同芯片内 部的误差放大器的同相端e a + 进行比较。输出的差值信号c o m p 同r a m p 脚 的锯齿波相比较，从而改变输出脉冲的宽度，以实现稳压。在实际应用中，r a m p 脚与时钟频率设定电容脚c t 相联，因此，r a m p 脚为锯齿波信号。 振荡器频率的设定 芯片内部的高频振荡器既可以作自由振荡，也可以与外部时钟同步，如图 天津大学硕士学位论文 3 2 所示。在作自由振荡时，同步振荡器的工作频率是由两个外部元件决定的。 在c t 管脚和地之间的定时电容，可以根据下式决定； c t ：蕊坠旦 牡 ( 3 3 ) 1 0 8 r t 赢f 、 实际电路中，可以根据下表来选择合适的电容。 频率范围电容值 f c l o c k 3 0 k h z 2 2 n f 3 0 k h z f c l o c k 1 0 0 k h z6 8 0 p f 1 0 0 k h z f c l o c k2 2 0 p f 选定定时电容以后，可以计算出所需的定时电阻值： r r 兰塑! ：! ! ：型! 二! ! ! ! ：! 堡! 血( 3 4 ) c t x c 啪( ?j 在我们设计的电路中，时钟频率设定为4 0 k h z ，选用的电容c t 为6 8 0p f ， 通过计算得r t 约为3 7 k d 。在实际选用中，使用3 0 k 和阻值为1 5k q 的变 阻器串联使用。 图3 2u c 3 8 7 9 的时钟频率设定 误差放大器的增益带宽为1 0 m h z 。误差放大器的同相输入内接有2 5 v 的 基准电压。放大器的反相输入( e a ) 和输出( e ao u t ) 也可以用于反馈和补 偿。误差放大器的输出用于控制高速p w m 电路。在本电源中，误差放大器用 于实现电压反馈和调节输出信号的占空比，从而实现输出电压平均值的设定。 如图3 3 所示。 第三章移相控制芯片及开关管i g b t ( 8 ) ( b ) 图3 3 误差放大器的使用 图中，( a ) 为外部电路，( b ) 为芯片内部电路。通过在l m 3 9 3 的2 脚引 入反馈改变u c 3 8 7 9 的3 脚e a 的电压，从而改变2 脚c o m p 的电压。将1 9 脚r a m p 与1 4 脚c t 相连，这样通过比较1 9 脚的锯齿波电压和2 脚的电压， 就可以实现控制输出信号的移相角，从而实现输出电压平均值的调节。 u c 3 8 7 9 适用于通常的电压模式和电流模式控制。在电压控制模式中，c t 管脚的信号直接接入r a m p 管脚。在电流控制模式