（微电子学与固体电子学专业论文）多通道时间交织流水线adc的研究与设计.pdf

多通道时间交织流水线a d c 的研究与设计 摘要 高速模数转换器( a d c ) 在高速图像视频处理，无线通信，数字示波器等领域有 着广泛应用。随着这些设备的工作速度越来越高，对于应用于其中a d c 的转换速 率要求也越来越高。而如今，各种结构的单通道a d c ，其速度和精度不断逼近已 有实现条件下的性能极限。 为了提高a d c 的转换速率，较好的方法是采用多个a d c 时间交织的方式工 作，由此发展出的多通道时间交织a d c ( t i a d c ) 得到了广泛应用。然而，由于 通道之间的失调失配、增益失配以及采样时刻的失配，严重限制了t i a d c 系统的 动态性能。针对多通道之间的失配，已经发展出多种检测和消除失配的方法，然而 这些方法都有各自的缺陷。本文采用了一种改进的带参考通道的基于l m s 自适应 的t i a d c 数字后台校准方法，以实现对t i a d c 中各通道失调失配、增益失配和 采样时刻失配造成的误差进行补偿，该方法计算复杂度低，能够跟踪由于环境变 化，器件老化引起的误差变化。 针对多通道时间交织流水线a d c 系统的需要，本文采用c h a n e r e do 1 8 u m 1 p 5 m 的c m o s 工艺设计了应用于其中的子通道1 4 位1 0 0 m s s 流水线a d c 的关 键电路。基于所设计的子通道a d c ，结合采用的带参考通道的基于l m s 的数字后 台校准技术，设计了1 4 位4 0 0 m s s 的t l 奶c 系统。仿真结果表明经过校准，在 采样频率f s 为4 0 0 m h z ，输入频率f i n 为1 8 - 3 5 9 3 7 5 m h z 时，t 队d c 系统输出信号 的信号噪声畸变比( s n d r ) 和无杂散动态范围( s f d r ) 分别提高了4 6 2 4 d b c 和 6 1 5 3 d b c ，达至08 5 2 2 d b c 和1 0 2 9 d b c 。 关键词：a d c ；时间交织；t i a d c ；失配；参考通道；l m s ；数字后台校 准；流水线a d c r e s e a r c ha n d d e s i g nf o rm u l t i c h a n n e lt i m e i n t e r l e a v e d p i p e l i n e da d c a bs t r a c t h i g h - s p e e da d c h a sw i d ea p p l i c a t i o n si nh i 曲一s p e e di m a g ea n dv i d e op r o c e s s i i l g ， w i r e l e s sc o m m u n i c a t i o n s ，d i g i t a lo s c i l l o s c o p ea n do t h e rf i e l d s w i t hm ei n c r e a s eo fs p e e d o ft h e s ei n s t m m e n t a t i o n s ，m ec o n v e r s i o nr a t eo fm ea d cu s e di nt h e mi sr e q u i r e dh i g h e r h o w e v e r ，t h ep e r f o m l a n c eo fs i n 9 1 ec h a n n e la d c i sa p p r o a c h i n gt e c h n o l o g yl i m i t a t i o n s o ns p e e da n da c c u m c yw i t hc o n d i t i o n so ft h et i m e i no r d e rt oi m p r o v et h es p e e do fa d c ，t i m e i n t e r l e a v e da r c h i t e c t u r ec a nb ea p p l i e d o nm ed e s i g no fa d c h o w e v e r ，o f f s e tm i s m a t c h ，g a i nm i s m a t c ha n ds a m p l e - t i m ee r r o r 锄o n g c h a n n e l ss e r i o u s l yd e t e r i o r a t ep e r f 0 h n a n c eo ft i m e i 1 1 t e r l e a v e da d c c o n s i d e r i n g t h em i s m a t c hb e t w e e nt h ec h a n n e l s ，m a n ym e t h o d so fd e t e c t i o na n de l i m i n a t i o no ft 1 1 e m i s m a t c hh a v eb e e nd e v e l o p e d ，b u tt h e s em e t h o d sh a v et h e i ro w nd e f e c t s 1 1 1t h i s d i s s e r t a t i o n ，a ni m p r o v e dd i g i t a lb a c k g i o u n dc a l i b r a t i o nm e t h o dw i t hr e f e r e n c ec h a n n e l f o rt i m e 。i n t e r l e a v e da d ci sp r e s e n t e d ，b a s e do nl e a s t m e a n s q u a u r e ( l m s ) c a l i b r a t i o n a l g o r i t h m t h i sm e m o d c a nc a l i b r a t es a m p l e t i m ee o ra m o n gc h a n n e l sa sw e l la so f f s e t m i s m a t c ha n dg a i nm i s m a t c h t h i sa l g o r i t h ma l s oh a sl o wc o m p u t a t i o n a lc o i n p l e x i t ) ra n d t h ea b i l i t yt 0 仃a c ko u te r r o r sv 碰a t i o n sd u et oe n v i r o n m e n t a lc h a n g e sa n da g i n g b a s e do nt h en e e d so ft 认d cs y s t e m ，a1 4 - b i t10 0 - m s ss i n g l ec h a n n e lp i p e l i n e d a d cu s i n gc h a r t e r e do 18 一u ms i n g l e p 0 1 yf i v el a ) 惯m e t a lc m o st e c h n o l o g y i s d e s i g n e d w i t ht l l es i n g l ec h a n n e la d c a n dm ed i g i t a lb a c k 铲o u n dc a l i b r a t i o na l g o r i t h m ， a1 4 - b i t4 0 0 m s st i m e i n t e r l e a v e da d cs y s t e mi sd e s i g n e d s i m u l a t i o no ft h et i a d c s y s t e mi s d o n ea tt h ei n p u t 丘e q u e n c yf i ni se q u a lt o18 3 5 9 3 7 5 m h za n dm es a n l p l e f r e q u e n c yf si se q u a lt o4 0 0 m h z ，t h e r e s u l t ss h o wt h a t s i g i l a l t on o i s ea n dd i s t o r t i o nr a t e ( s n d r ) a n ds p u r i o u sf r e ed ) ，n a m i cr a n g e ( s f d r ) o f t h eo u t p u ts i g i l a lo ft h et i a d ca f t e r c a l i b r a t i o ni m p r o v e4 6 2 4 d b ca n d6 1 5 3 d b c ，r e a c h8 5 2 2 d b ca n d1 0 2 9 d b c k e y w o r d s ：a d c ；t i m e i n t e r l e a v e d ；t i a d c ；m i s m a t c h ；r e f e r e n c ec h a n n e l ；l m s ；d i g i t a l b a c k 野o u n dc a l i b r a t i o n ；p i p e l i n e da d c i i 致谢 经过三年的学习和科研工作，不仅增长了知识，提高了科研能力，更增加 了面对挫折的勇气与信心。此刻，我的硕士毕业论文的撰写也接近了尾声，写 下心中的感动与感激，不仅留在纸上更印在心间。 首先感谢我的导师高明伦教授和指导教师邓红辉老师的悉心指导，向在本 次论文研究工作中付出大量心血的两位老师致以崇高的敬意和衷心的感谢。高 老师学识渊博，治学严谨，淡泊名利，高老师是我今后人生道路上学习的楷 模。邓老师讲课精彩，实践经验丰富，对待科研一丝不苟，在此，向邓老师致 敬。感谢尹勇生老师为我提供了宝贵的课题组项目平台，尹老师定期组织项目 组开会讨论，邀请公司的工程技术人员给我们培训指导，为项目的顺利进行提 供了有力的保障，在此，向尹老师表示衷心的感谢。感谢微电子所的陈红梅老 师、王晓蕾老师、张多利老师、杜高明老师、倪伟老师、宋宇鲲老师、张溯老 师、林微老师、贾靖华老师、木子一、范阿姨等在项目、学习、生活上的指导 和帮助。 感谢张睿博士，梁上泉博士，是你们将我带入了a d c 的设计领域。在本 论文的研究过程中，张睿博士给予了大量的帮助，他为本论文的顺利进行给出 了很多有意义的指导和建议，和他的每一次讨论都使我的眼界变得更为开阔。 还要感谢微电子研究所a d c 项目组已毕业和将毕业的各位同学的热心帮助， 他们是张郭敏，苏琴，胡俊，管仙忠，常亮，张明文，权磊，杨鑫波等。难忘 和同届的王晔，段冲，王亮，朱玉龙，李桦林，郑丹，李宝川，周乾，郑勇， 戚斌，赵成伟在一起的岁月，我们共同生活中的欢声笑语将是永远的美好回 忆。 最后要深深感谢我的家人，几年辛苦的求学生涯正是有了他们的无私的奉 献，无尽的理解才能有我今天的坚持。 谨以此论文献给所有关心、爱护、帮助我的良师、挚友和亲人。 作者：杨军 2 0 1 2 年4 月 插图清单 图2 1m 通道t 丛d c 的采样时序5 图2 2m 通道t l 奶c 的电路结构图6 图2 3m 通道t 认d c 的时钟分布图6 图2 4 带失调误差的传输曲线7 图2 5 失调失配下的输出频谱8 图2 6 失调、增益、采样时刻失配的输出频谱图9 图2 7 带增益误差的传输曲线1 0 图2 8 增益失配下的输出频谱图1 1 图2 9 双通道t 队d c 采样时刻偏差示意图1 2 图2 1 0 采样时刻偏差失配下的输出频谱1 3 图3 1 随机斩波输入，校准失调失配的示意图1 6 图3 2 伪随机注入，校准增益失配的示意图1 7 图3 。3 单一前置采保，消除采样时刻失配示意图1 7 图3 4 带低速、高精度参考通道a d c 的t 认d c 校准结构18 图3 。5 带高速、低精度的参考通道a d c 的t i a d c 校准结构1 9 图3 6 带冗余通道的通道随机化的t 队d c 结构1 9 图4 1t i a d c 通道误差模型2 3 图4 2 带参考通道的t 队d c 数字后台校准结构2 4 图4 3t n d c 和参考通道a d c 的采样沿对齐示意图2 4 图4 44 通道的t 队d c 和参考通道a d c 及其数字校准结构2 5 图4 54 通道t i a d c 和参考通道a d c 的采样时序2 6 图5 1 流水线a d c 系统架构2 9 图5 2 电荷重分配式s h a 电路3 0 图5 3s h a 中的两相非交叠时钟3 0 图5 4 采样保持电路的采样相模型3l 图5 5 采样保持电路的保持相模型3 1 图5 6 开关s l ，s 2 使用的栅压自举结构3 4 图5 7 开关s 3 ，s 4 ，s 5 和s w l 使用的栅压自举结构3 4 图5 - 8 采样开关的栅源电压3 5 图5 9 保持开关的栅源电压3 5 图5 1 0 运放的建立曲线3 6 图5 1 1 两级全差分运算放大器3 8 图5 1 2 负载管增益提高电路3 8 图5 。1 3 输入管增益提升电路3 8 v i 图5 1 4 套筒式运放的c m f b 电路3 9 图5 1 5 共源级差动对的c m f b 电路3 9 图5 1 6s h a 环路增益带宽仿真图3 9 图5 1 73 5 b i t 流水线结构示意图一4 0 图5 1 83 5 b i t m d a c 转移特性曲线一4 0 图5 1 9 子a d c 结构示意图。4 1 图5 。2 0 比较器参考电压产生电路示意图4 2 图5 2 l 双端输入情况下的a d c 结构示意图一4 3 图5 2 2 子a d c 的工作示意图一4 3 图5 2 3 流水线第一级3 5 位m d a c 电路传递函数4 5 图5 2 4 电荷转移型3 5 位m d a c 电路示意图4 5 图5 2 5 流水线第一级3 5 位m d a c 电路示意图4 6 图5 2 6 输入慢斜坡信号，m d a c 输出波形图4 7 图5 2 7 各级输出数据锁存对齐示意图4 8 图5 2 8 延时对齐，数字校正电路示意图4 9 图5 2 9 输入慢斜坡信号时，子通道a d c 的输入输出传输曲线图4 9 图6 1 整体电路图一5 1 图6 。2 四分频电路一5 2 图6 3 四分频后的四相时钟示意图一5 2 图6 4 下降沿对齐后的四相时钟示意图一5 3 图6 5 四选一电路5 3 图6 6 四选一电路的时钟示意图一5 4 图6 7 三分频电路一5 4 图6 8 三分频电路的时钟示意图5 5 图6 9 四分频和三分频的时钟仿真结果图5 5 图6 1 0t 认d c 系统及子通道a d c 的仿真输出5 6 图6 1 1 通道m 中加入失调误差、增益误差、采样时刻误差5 6 图6 1 2 n 为1 8 3 5 9 3 7 5 m h z 时，未经失配校准的输出信号频谱5 7 图6 1 3 n 为1 8 3 5 9 3 7 5 m h z 时，经过失配校准后输出信号频谱5 7 图6 1 4 n 为18 7 8 9 0 6 2 5 m h z 时，未经失配校准的输出信号频谱5 8 图6 1 5f ；n 为1 8 7 8 9 0 6 2 5 m h z 时，经过失配校准后输出信号的频谱5 8 v i i 表格清单 表1 一l 近年来的多通道流水线a d c 比较3 表2 一l 达到有效分辨率n ，能容忍的最大失调失配9 表2 2 达到有效分辨率n ，能容忍的最大增益失配1 2 表2 。3 达到输入频率而，有效分辨率n ，能容忍的最大采样时刻失配一1 4 表6 1 各个a d c 通道的误差取值5 6 v i i i 第一章绪论 1 1 研究背景 随着低成本的互补金属氧化物( c o m p l e m e 纰qm e t a lo x i d es e m i c o n d u c t o r ， c m o s ) 半导体工艺的发展，数字电路相对于模拟电路具有集成度高，抗干扰强， 易于实现的优点越来越明显，人们越来越多的采用数字电路代替模拟电路完成信号 处理。然而自然界产生的信号大都是模拟信号，这些模拟信号要转换成数字信号都 需要用到模数转换器( a n a l o g t o d 珥t a lc o n v e r t e r s ，a d c ) 。可以说，a d c 是模拟世 界和强大的数字信号处理器( d i g “a ls i 弘a lp r o c e s s i n g ，d s p ) 之间的桥梁【。如 今，a d c 已经被广泛应用于通信基站、医疗设备、卫星接收系统，雷达，红外成 像，数字示波器，消费电子等领域。 针对各应用领域，需求不同速度和分辨率的a d c ，当今已经发展出多种a d c 结构如：快闪型( n a s ha d c ) ，逐次逼近型( s a ra d c ) ，积分求和型( a d c ) ，流水线型( p i p e l i n e da d c ) 等。快闪型a d c 也叫全并行a d c ，是速度 最快的a d c 【2 】，但缺点是其功耗和面积会随着精度增加呈指数级地增长，因而不 适用于高精度的应用场合。实际上，8 位精度以上的a d c 就不再使用快闪结构 了。逐次逼近型a d c 结构较为简单，只需要一个比较器，其复杂度、功耗、面积 都比较低，精度相对较高。由于逐次逼近型a d c 采用串行工作方式，每个时钟周 期只完成一位的量化，n 位a d c 则至少需要n 个时钟周期完成模数转换，所以其 转换速度偏低( 一般低于1 0 m h z ) 。过采样a d c 是精度最高的，其基本原理 是通过提高采样比以及噪声整形来达到高精度，但其本质上是通过牺牲速度来换取 精度的提高，因此，它的转换速率较低( 一般低于1 0 m h z ) ，这种a d c 多用于音 频产品中。流水线型a d c 把总的转换精度要求平均分配到每一级，再将每级输出 合并成为最终的转换结果。由于各级之间有采样保持放大器( s h a ) ，各级能够并 行工作，从而大大提高了a d c 的转换速度( 可以达到1 0 0 m h z 以上) 。目前，由 于流水线型a d c 架构的高速高分辨率的特点，其已经逐渐成为高速，高分辨率 a d c 应用的强有力竞争者。 然而在当前c m o s 工艺条件下，由于运放建立时间等因素限制，更高速的单 通道流水线a d c 的设计变得越发困难。而在高分辨率图像、视频处理，无线通信 及便携式电子数码产品等领域，更高速、高分辨率的a d c 的需求日益迫切。以无 线通信应用为例，在目前无线路由和转换系统设备中就需要基于无线局域网标准 ( w l 埘) 的高速、高分辨率a d c 。而如何基于c m o s 工艺来实现用于无线发送 接收宽频多媒体信号( 如数字音频、数字视频、数字图片等) 的a d c ，更是最近 工业界在该领域的研究热点之一【l j 。 提高a d c 采样速率最直接最有效的方式是多个a d c 并行工作，由此发展出 的多通道时间交织a d c ( t i m i n g i n t e d e a v e da d c ，t l 姐i c ) 得到了广泛的应用， 成为目前国内外的研究热点之一，本文将研究多通道时间交织流水线a d c 。 1 2 国内外的研究现状 国外对a d c 的研究比较早，不管是工业界还是学术界都已经取得了很多的成 果。其中美国的模拟器件公司( a d i ) 、德州仪器公司( t i ) 、美信公司 ( m a x i m ) 等公司在模数转换器领域遥遥领先，高性能a d c 产品的最新技术为他 们所垄断。国内华为技术、中兴通信、大唐电信等公司的宽带无线移动通信基站较 多采用国外厂商的产品，而国产产品在民用通信系统中的应用比较少。 国内对a d c 的研究比较迟，目前从事a d c 研究的单位主要有：上海中芯国 际、芯原微电子、展讯通讯等公司，主要针对s o c 产品开发嵌入式模数转换器 核；部分研究所如中国航天7 7 2 研究所、中电集团2 4 所等单位有开发单片的模数 转换器，其产品主要面向国防需求；部分高校如复旦大学、清华大学、东南大学、 电子科技大学、西安电子科技大学、浙江大学等在国家重大专项的支持下，在 a d c 领域也已经取得了可喜的进步。 自1 9 8 0 年b l a c k 和h o d g e s 首次提出多通道时间交织a d c 技术【引，到目前为 止，国内外大量科研机构和公司开展了关于时间交织a d c 的研究和设计。2 0 0 9 年 国际集成电路设计领域的顶级会议一国际固态电路会议( i n t e m a t i o n a ls o l i d s t a t e c i r c u i tc o n f e r e n c e ，i s s c c ) ，特别针对时间交织a d c 举行了名为“i n t e r l e a v i n g a d c s e x p l o i t i n gt h ep a r a l l e l i s m ，的研讨会。由此可见，时间交织a d c 至今仍是国 际学术界的研究热点。前文已经指出，由于流水线型a d c 高速高分辨率的特点， 其已经逐渐成为高速，高分辨率a d c 应用的强有力竞争者。然而由于运放建立时 间等因素限制，更高速的单通道流水线a d c 的设计变得越发困难。针对流水线 a d c ，围绕着高速、高精度，各科研机构和芯片设计公司相继研发出多通道时间 交织流水线a d c ，不断刷新流水线a d c 的速度和精度。表1 1 列出了近年来，国 际上公开发表的多通道时间交织流水线a d c 。这些a d c 主要选自微电子与集成电 路领域顶级国际期刊一国际固态电路期刊( i e e ej o u m a lo fs o i i d s t a t ec i r c u i t s ， j s s c ) 和微电子与集成电路领域的顶级国际会议一国际固态电路会议( i s s c c ) 。 另外还在a d i 公司，t i 公司，m a x i m 公司的官方网站上，各挑选了一款最新的高 性能的多通道流水线a d c 。通过表1 1 可见，近年来，多通道时间交织流水线 a d c 己经成为高速高精度a d c 的研究主流。 2 表1 1 近年来的多通道流水线a d c 比较 来源分辨率采样率功耗 s n d r 工艺特点结构特点 j s s c 2 0 0 6 【4 】1 l b i t s1 g s ，s2 5 0 m w 5 5 d b 2 0 0 m h z o 1 3 啪， 四通道流水 c m o s线a d c j s s c 2 0 0 6 【5 】l o b i t s2 0 0 m s s5 4 6 m w 5 3 6 d b 8 9 9 m h z 9 0 n m ，双通道流水 c m o s线a d c j s s c 2 0 0 7 【6 】1 5 b i t s1 2 5 m s s9 0 9 m w 6 9 9 d b 9 9 9 m h z o 1 8 u m 双通道流水 c m o s线a d c i s s c c 2 0 0 7 【7 】1 1 b i t s8 0 0 m s s3 5 0 m w 5 4 d b 4 0 0 m h z 9 0 n m ，四通道流水 c m o s线a d c j s s c 2 0 0 8 8 】1 0 b i t s1 3 5 g s s1 7 5 i i l w 4 5 d b l g h z 0 1 3 u m ，十六通道流 c m o s 水线a d c j s s c 2 0 1 0 【9 】1 1 b i t s1 6 0 m s s5 9 4 m w61 6 d b 8 7 m h z0 3 5 u m 四通道流水 c m o s线a d c a s s c c 2 0 1 1 【1 0 】 1 4 b i t s2 0 0 m s s4 6 0 m w 6 5 7 d b 7 0 3 m h z 0 1 8 u m ，双通道流水 c m o s线a d c j s s c 2 0l2 1 1 】1 2 b i t s3 g s s5 0 0 m w 5 4 d b l g h z4 0 n m ， 双通道的流 c m o s水线a d c a d 9 6 4 3 【1 2 】1 4 b i t s2 5 0 m s s7 8 5 m w 7 0 6 d b l8 5 m k 1 8 v 电源，双通道流水 2 v p - p 输出线a d c a d s 4 2 4 9 【1 3 】1 4 b i t s2 5 0 m s s5 6 0 m w 7 1 1 d b 1 7 0 姗z 1 8 v 电源，双通道流水 2 v p 巾输出线a d c i j c 2 1 5 7 一1 4 【1 4 】1 4 b i t s2 5 0 m s s6 0 5 m w 7 0 d b 1 2 5 m h z 1 8 v 电源，双通道流水 1 5 v p p 输出线a d c 1 3 论文的主要工作及结构安排 本论文主要研究时间交织流水线a d c 的基本理论，通过对时间交织a d c 的 原理与误差的深入分析，在总结了已有的各种时间交织a d c 失配校准方法的基础 上，探讨了一种改进的基于l m s 后台校准的带参考通道的时间交织a d c 结构。 接着本文设计了子通道1 4 位1 0 0 m s s 的流水线a d c 的关键电路，主要完成了采 样保持电路，第一级子电路，数字校正电路的设计与仿真。最后通过采用五个这种 子通道1 4 位1 0 0 m s s 的流水线a d c ，完成了带参考通道的1 4 位4 0 0 m s s 的时间 交织流水线a d c 的设计。 本论文分为七章，其中： 第一章，提出研究课题，结合国内外研究现状，分析了多通道时间交织流水线 a d c 研究的必要性。 第二章，介绍了多通道时间交织a d c 的基本工作原理， 整体时间交织a d c 系统性能的影响。 第三章，介绍已有的各种检测与消除通道间失配的方法， 方法在采样时刻失配校准方面的不足。 分析了通道间失配对 在此基础上分析现有 第四章，结合前文分析的已有的各种时间交织a d c 通道间失配的校准方法， 采用了一种改进的带参考通道的数字后台自适应校准方法，即让参考通道工作在特 定频率下以实现参考通道和其他子通道采样时刻的自动对齐，通过对采样时刻对齐 通道输出结果的数字处理，自适应的l m s 迭代更新，控制校准系数，以实现通道 问失配的检测与消除。 第五章，设计了应用于时间交织a d c 系统中的子通道1 4 位1 0 0 m s s 流水线 a d c 的关键电路。主要完成了采样保持电路，流水线第一级电路，数字校正电路 的设计与仿真。该子通道1 4 位1 0 0 m s s 流水线a d c 将用于1 4 位4 0 0 m s s 的多通 道时间交织流水线a d c 系统中。 第六章，在前文研究的基础上，通过五个子通道流水线a d c 的系统集成，完 成了一款时间交织流水线a d c 的电路设计。通过仿真测试，验证了前述带参考通 道的l m s 后台校准方法的有效性。 第七章，总结与展望，总结了本文的工作，指出有待后续改进的地方，明确将 来的研究重点。 4 第二章时间交织a d c 原理及通道间失配的影响 2 1 时间交织a d c 原理 传统的单通道模数转换器，如流水线结构a d c ，既要保证高分辨率又要保证 高速越来越困难。国际上单通道1 4 到1 6 位的流水线结构a d c 的采样频率大都限 制在3 0 0 m s s 以内，想要更高采样频率的一种有效的解决方案是通过多通道时间 交织技术，使a d c 的速度实现成倍的提高。 时间交织a d c ( t i a d c ) 的思想是，利用m 个单通道a d c 以交替并行的方 式分别对输入信号进行采样并转换。m 通道的t b 姬i c 的采样时序如图2 - 1 所示， 虽然单个通道的采样时间间隔比较长达m t s ，但t i a d c 系统的采样时间间隔为 b 。所以，相比于单通道a d c ，m 通道的t i a d c 采样速率实现了m 倍的提高。 a d c la d c ma d c ma d c ia d c ma d c ma d c l 图2 1m 通道t 队d c 的采样时序 一个t l a d c 的电路实现结构如图2 2 所示，整个t l 蛐c 系统共有m 个子通 道a d c ，每个子通道a d c 的采样频率为f - s m ，整个t l d c 的采样频率为f s 。例 如，第i 个a d c 的采样时刻为i l m t s + 汀s ，其中n 0 ，+ ) ，i _ 1 ，2 ，m 。可以看 出单个通道a d c 转换周期为m t s ，但整个t l c 系统的转换周期为t s ，整个 t 认d c 系统的采样频率达到了单通道a d c 采样频率的m 倍。各通道a d c 转换后 的结果只需要同样按顺序组合即可得到t 队d c 系统的输出。 c k l 图2 。2m 通道t i a d c 的电路结构图 t i a d c 的时钟分布如图2 3 所示，各个子通道a d c 的时钟由一个分频电路产 生，该分频电路将周期为t s 的时钟c k 分频为依次延迟一个周期t s 的一组周期为 m t s 的时钟c k i ( i - 1 ，2 m ) ，低频的时钟c k i 作为通道i 的工作时钟。 厂厂 一厂 厂 r 一一一一一一r l h 。= m d 图2 3m 通道t 队d c 的时钟分布图 2 2 时间交织a d c 通道间的失配 理论上来说，理想情况下，t 队d c 只要系统功耗允许，速度可以无限加快， 但实际中由于m 个a d c 之间存在各种失配，这些失配大大降低了t 认d c 系统的 s f d r ，限制了t l 奶c 的性能。通常情况下，精度低于8 位的多通道时间交织 a d c 采样速率可以达到很高，并且不需要进行通道间失配校准【1 5 】。精度高于8 位 的多通道时间交织a d c ，需要进行通道间失配校准，因为通道间失配引起的杂散 频谱限制了t 认d c 的精度大约在8 位。若要得到精度高于8 位的多通道时间交织 a d c ，需要对通道间失配进行校准。 通道间失配对a d c 信噪比的影响，已经有大量文献进行分析。文献 1 6 首先 对多通道时间交织a d c 采样时刻失配进行了理论分析，并得出了采样时刻失配对 t 队d c 信噪比的影响表达式。文献 1 7 1 8 】对多通道时间交织a d c 失调失配和增 益失配进行了理论分析，并得出了失调失配和增益失配对t l a d c 信噪比的影响表 达式。文献 1 9 在对多通道时间交织a d c 通道间失配建模的基础上，综合分析了 失调失配、增益失配、采样时刻失配对t 队d c 信噪比和无杂散动态范围的影响。 本节将介绍各种失配对t 队d c 性能的影响，并在下节介绍目前已有的几种失 配误差消除方案。下面的推导均以两通道为例【2 0 1 ，假设整个t l c 系统的采样角 频率为。，采样频率为，周期为t ，t = 1 ，并将多次用到( 一1 ) n _ c o s n t t = c o s 佃。n t 2 ) 。本文假设输入为单频余弦信号x ( t ) = c o s o t ，则经过采样频率为的 单通道a d c ，理想的量化结果为y ( n ) 弋o s o n t 。 2 2 1 通道间失调失配的影响 a d c 的失调主要是由于比较器、运算放大器的失调造成的，它们主要是由于 器件的不匹配、工艺偏差以及电路结构的不对称等原因引起，一般来说，a d c 采 样过程中的失调是无法完全避免的。如图2 4 所示，当输入信号为0 时，输出电压 并不为0 ，其值即为失调电压。 图2 - 4 带失调误差的传输曲线 对于多通道时间交织a d c 来说，失调失配是指各通道的直流失调不一致。对 于单一通道的a d c ，当归一化的输入失调为非零的常数o s 时，输入频率为( j ) o 的 余弦信号后，输出的量化结果为： y 0 ) = c o s ，2 丁+ 傩 ( 2 1 ) 由于o s 为常数，这一失调仅表现为固定的直流分量，通常可以通过在数字输 出时补偿该失调，避免其产生不良后果。但对于多通道的时间交织a d c 系统，这 个失调会引起谐波失真。以下以双通道时间交织a d c 为例进行讨论。其中，偶数 采样的通道a 的失调记为o s a ，奇数采样的通道b 的失调记为o s b ，双通道 t l a d c 总体的量化结果为： 7 y o ) = c o s 聆丁+ o 曩， ( 其中n 为偶数) ( 2 2 ) y ( 玎) = c o s 咒丁+ ， ( 其中n 为奇数)( 2 - 3 ) 本文记傩= ( 呱+ 呱) 2 ，傩= 吗一吗，则公式2 - 2 和公式2 3 统一为： y ( ，z ) s 咿+ 傩+ ( - 驴等 护埘+ 等c o s ( 詈栅 ( 2 - 4 ) 图2 5 失调失配下的输出频谱 如图2 5 所示，余弦信号通过失调失配的双通道t l m c 量化后，输出信号中 除了理想量化值c o s ，2 1 r ，还产生了一直流失调傩，以及频率分量为q 2 的杂散 波。这表明交替出现的不等的失调会产生一幅度为傩2 ，频率为纹2 的频率分 量。虽然该杂散波的频率与输入信号频率无关，但该杂散波仍然会影响整个 t 队d c 的s f d r ，降低t i a d c 的总体性能。 对于输入的余弦信号为多频的情况，上述结论同样成立。对于通道更多的 t i a d c ，如m 通道的t 队d c ，( i m ) 织的各个频率点上会产生杂散，其中 ( i _ l ，2 ，i n 2 ) 。例如，对于4 通道t 队d c ，由失调失配产生的杂散出现在 q 4 纹2 的频点上【2 l j ，如图2 6 所示。 散频谱 图2 6 失调、增益、采样时刻失配的输出频谱图 本文接着将分析两通道时间交织a d c ，要达到n 位的有效精度，能容忍的失 调失配大小。由公式2 4 ，可得由失调失配引起的杂散造成a d c 信噪比下降为： - 2 。l o g ( 竽) ( 2 - 5 ) 则等效的分辨率n 为： ：竺生二! ：二鱼：兰q ! ! 鲤竺丝二! ：z 鱼( 2 6 ) 6 0 26 0 2 、。 上式可化简为： 傩= 器= 等 ( 2 - 7 ) 表2 1 给出了要达到有效分辨率n ，两通道之间能出现的最大失调失配的大 小。注意其中的o f f s e t 都是归一化后的结果，即相对于输入摆幅为l v 的信号，得 到的失调电压值。 表2 1 达到有效分辨率n ，能容忍的最大失调失配 n ( b i t ) 81 01 21 41 6 o f f s e t ( r n 6 3 8 m v1 5 9 m v0 4 0 m v0 1 0 m v0 0 2 5 m v 为了更加形象地说明表2 一l 中所列的能容忍的失调大小，以一个摆幅为1 v ， 1 4 位的a d c 为参考，其中的1 个l s b 等于0 0 6 1 m v 。这表明对于摆幅为l v ，两 通道的1 4 位a d c 。要达到1 4 位的有效精度，两通道之间能容忍的失调失配值在 几个l s b 之内，而在实际产品中，如高速高精度的单通道流水线a d c ，通常其失 调多达几十个l s b 。例如a d i 公司最新的1 6 位2 5 0 m s s 的产品a d 9 4 6 7 ，其提供 前台校准的失调失配值高达1 2 7 l s b 。a d i 公司的1 4 位1 2 5 m s s 的产品 9 a d 9 2 4 6 ，其提供前台校准的失调失配值也达到了3 1 l s b 。简单的采用两通道组 成t l c ，如果对于失调失配不加校准，整个t l 也c 的性能会受到极大的限制， 有效位数不会很高。 2 2 2 通道间增益失配的影响 a d c 的增益指的是a d c 转移函数直线的斜率，如图2 7 所示。增益误差主要 是由于a d c 每级流水线电路中的电容失配以及m o s 管和运放寄生电容引起瞄】。 图2 7 带增益误差的传输曲线 对于多通道时间交织a d c 来说，增益失配是指各通道之间的增益不一致。对 于单一通道的a d c ，当归一化的转换增益为非一的常数g 时，输入频率为o 的余 弦信号后，输出的量化结果为： y ( ，z ) = g c o s n r( 2 8 ) 在单通道a d c 中，a d c 的增益值偏离理想的设计值并不会在频域产生谐波或 者杂散波。只是当增益g 大于l 时，满摆幅的信号可能发生溢出。但在t n d c 系 统中，两通道间的增益失配会在交替采样中产生谐波失真，降低t 队d c 系统的 s f d r 。以下仍然讨论双通道t l a d c ，其中，偶数采样的通道a 的增益记为g a ， 奇数采样的通道b 的增益记为g b ，总体的量化结果为： 少( n ) = q 伽栉丁，( 其中n 为偶数)( 2 9 ) y 0 ) = q c o s ，z f ， ( 其中n 为奇数) ( 2 1 0 ) 本文记g = ( q + q ) 2 ，g = ( q q ) ，则公式2 9 和公式2 1 0 统一为： r q m 半 g = g + 争c 秒h 灯 = g c 。s 仉警c 。s ( 一詈) 聆r ( 2 - 1 1 ) 图2 8 增益失配一f 的输出频谱图 如图2 8 所示，余弦信号通过增益失配的双通道t i a d c 量化后，在输出信号 中除了理想量化值c o 黝。n t ，还产生了一相对幅度为g 2 g ，频率分量为 i 一q 2 j 的杂散波。该杂散波的频率既与输入信号频率有关又和采样频率有关， 该杂散波会影响整个t i a d c 系统的s f d r ，降低t 队d c 系统的总体性能。 对于输入的余弦信号为多频的情况，上述结论同样成立。对于更多通道的 t 队d c ，产生的杂散位于( f m ) q ( i = l ，2 ，m 2 ) 的各个频点上。例如对于 四通道的t l c ，增益失配在1 一织2 l ，i 一致4 l ，i + 哝4 i 上产生三个杂散信 号【2 l 】，如图2 6 所示。 本文接着将分析两通道时间交织a d c ，要达到n 位的有效精度，