（电力电子与电力传动专业论文）单级隔离型全桥功率因数校正变换器研究.pdf

浙扛大学硕士学位论文 a b s t r a c t a b s h 嚏c t n es u b j e c td o e sr e s e a r c ho ns i n g l e p h a s es i n g l e s 协g ei s o l a t c dp o w e r - f a c t o r - c o r r e c t e dc o n v e r t e li n ( 1 l ed i s s e n a t i o n ，s t a t u sq u oa l l dt r c n d so fs i n g l e - s t a g e i s o l a t e dp f cc o n v e r t e r sa r ep r c s e m e d p i 彪l e so rc h a l l e n g e ss u c ha sp r c c i s i o no f s m a l l - s i g l l a lm o d e l i n g ，v o l t a g co fd c - l i n kc a p a c i t o r 蚰dm a 弘e t j cb i a s i i l g a r e d i s c u s s e da t l di i l u m i n a 砌c o n v e r t e r sa r ec l a s s i 6 e db a s e do nt h ef h c t 。fm a tw h e m e r 廿1 ed c l i n kc a p a c i t o ri si n v o l v e do rn o ti nm et 叩o l o 料 i nm ed i s s e r t a t i o n ，t l l eb a s i cc o n c e p t i o n so np f ct c c h n o l o g ya r ce ) 【p l a 抽e d s y s t e m a t i c a l l y t h ep r 叩e n i e so fi d e a lr e c t i f i e r a r ee x p l o r c d ，粕dam o d e li s d e s c 曲e dw b i c hi sa l s oc a l l e da 如船咖已琊捃加( l f r ) o p e r a t i n g 州n c i p i eo f b o o s t p f cc o n v e r t e ra r ee x p l o m d 柚dc h a r a c t e r i s 石c so ft i l c s m a l l s i 鲫a lm o d e la r c i n d i c a t e d m e r i t sa n dj i m 删o n so fd i f r e r e mk i n dc o n v e r t e r sa r ea s s e s s e d s o m e o u t s t a l l d m g砷o l o g i e s a r cd e m o n s n a t e d an o v e l z e m - 、b l t a g e 一1 r a n s i t i o n f u l l b r i d g ep w mc o n v e r t e rw i t i la c t i v ec l 帅pi sp r e s e n t e d t h en e wt o p o l o g yi sb 豁e do nc u r r e n t - f e df u l l - b r i d g es t r u c t u r e 球i sn od c 】i n kc a p a c i t o rp m b l e m i ti saf 打o r a b l et o p 0 1 0 9 yf o ri s o l a t e dp f cc o n v e r t e r si n m e d i u m i h i g hp o w e r 印p l i c a t i o n s 行e l d a v e r a g ec u r r e n tc o m r o lm e t h o di sa d 印t e dt o a c h i e v en e a ru n i tp o w e rf a c t o t as i m p l ea u x i l i a r yc i r c u i tw h i c hi n c l u d e st w oa c t i v es w i t c h e sp m v i d e sa s o f t s w i t c h i n gc o n d i t i o nt oa l ls e m i c o n d u c t o rd e v i c e sa n dv o l t a g e so ft 1 1 e ma r ew e l l c i a m p e d a 1 l t h e p o w e rm o s 佻 甜e z e m v o | 乜g e - s w i t c h i n g ( z v s ) o no r z e r o - c u 丌c n t s w j t c h i n g ( z c s ) o n ，蚰da l ln l ep o w e rd i o d e sa r ez c so mt h ep r o b l e m o fo v e r s h 0 0 t 柚dr i n gi n d u c e db yt l l e 订a n s f o m l e rl e a k a g ei sw e l lr e s o l v e d e m co f m ew h o l es y s t e mi sg r e a t l y 叩t i l n i z e d t h ez v si sa c h i e v e df o rw i d el i n e 锄dl o a dr 柚g e sw i t l lm i n i m u md e v i c e v 0 1 t a g ea n dc u r r c n ts n s s e s t h ec o n d u c t i o nl o s s 锄ds w j t c h i l l gl o s sa r em i n i m i z e d ap r o t o t y p ew a sb u i l tt os h o wm e 托a s i b i l j t yo fm es i n 9 1 es t a g es c h e m e t h e e x p e r i m e n t 代s u l tr e v e a l 也a te 魁c i e n c yo ft l en 州e lc o n v e n e ri sh i g h e rm a n 9 3 ( h a l fl o a dt of u l ll o a d ) ，h e a ts j n kv o l 啪ei sm p i d l yr c d u c e da n dh i 曲p o w e r d e n s 时i sa c h i c v e d t h e o r e t i c a l l y ，m en o v e ls i n g l e p h a s cs i i l 9 1 e - s t a g ei s o l a t c dp f c c o “v e n e rc a nu p r a t et h ep o w e rl e v e lo fp r c v i o u sc o n v e r t e r sa n di ss u i t a b l ef o r m e d i u m _ h i 曲p o w e ra p p l i c 鲥o n s k q 啪r d s ：s i n g l e - s 堍e b o i a d o n ，p f c ，z ；a c 咖ec h m p a 僧憎g e c u r 瑚tc o n t r o l ，s m a i 博i g a im 0 d e 2 浙江大学硕士学位论文 第一章绪论 第一章绪论 功率因数校正技术( p o w e rf a c t o rc o r r e c t i o nt c c l l n i q u e ) 是电力电子学界和 工业领域一项基础技术。电力电子产品进入日常百姓生活后，在给人类创造便 利的同时也对电网和人类生存环境带来严重污染和破坏。功率因数校正技术就 是依随各种“环保”标准和法规应运而生的。近些年来p f c 技术逐渐成为电力 电子学界的一个热门话题，涌现了许多优秀的p f c 电路。目前，功率因数校正 变换器通常分为两级结构和单级结构两种。 在两级结构中，第一级为输入电流整形( i n p u tc u r i 硼ts h a p e ) 电路，其目的 在于提高输入的功率因数并抑制输入电流的高次谐波；第二级为d c d c 变换器 或d c a c 变换器，其目的在于调节输出以便与负载匹配。每级电路各自有一套 控制系统，保证良好的电路性能。但是元件个数太多，与没有p f c 功能的电路 相比成本约增加1 5 。 单级结构是在两级结构基础上发展而来，采用开关管共用技术，阻高效率、 高性能、高功率密度、低成本为目标，符合电力电子发展的趋势和要求。单级 结构只有一套控制电路，同时实现功率因数校正和电能变换。目前，单级技术 已经在小功率场合得到应用，但中等和大功率领域还需要有进一步的发展与突 破。 1 1 单级隔离型功率因数校正技术的现状m 【2 l 【3 】 在2 0 世纪9 0 年代初，美国科罗拉多大学的e r i c k n 教授等将b o o s t 电路和 f l y b a c k 变换器或f o 州a r d 变换器的m o s e f c t 共用，提出了所谓的单级p f c 变换器。 与两级传统的电相比，省掉了一个m o s f e t ，但增加了一个二极管。控制上采 用p w m 方式，故相当简单1 4 j 。 功率因数的高低、谐波电流的高低与电感的大小和电路的拓扑结构等密切相 关，这正是近几年来研究单级p f c 结构的真正动机。单级p f c 技术的研究仍然 呈上升的趋势，原因是其性能尚未达到最优，许多问题有待进一步解决，分析 和设计还有很多工作要做，与两级p f c 技术还要作出客观比较。 1 1 1 基本的单级隔离式p 蟹变换器拓扑结构 图1 一l 为传统的两级隔离式p f c 电路的功率流向图，而图2 为典型的单级 隔离式p f c 变换器的功率流向图。 浙江大学硕士学位论文第一章绪论 图1 1 两级隔离型p f c 变换器功率流向图 图l - 2 单级隔离型p f c 变换器功率流向圈 对比图1 一l 和图1 - 2 可知，单级隔离式变换器通过控制开关的通断，能同时 满足输入侧高功率因数和输出侧电压稳定和快速调节的要求。在单级隔离式变 换器中p f c 单元与d c 仍c 变换单元的开关由同一个p w m 控制信号控制，而 两级变换器的控制电路互相独立。 l z土 翠 叫 上l h j z、 t 衄 图1 3 三端式单级p f c 电路框图 。l 一一”l ：一 x z l 一 _ _ 西 zl 一 2 仨 图1 - 4 基本的三端式单级p f c 变换器电路 图1 - 3 为典型三端式单级p f c 电路结构框图，图1 4 则为其相应的基本电路。 从图1 - 4 可以看到，典型的单级p f c 变换器是由b 0 0 s t 变换器与基本的功率变换 器合成的，两部分共用一个开关管。v d l 支路构成充电线路，v d 2 支路是放电电 路( 同时防止开关管关断时电流倒流) 。典型单级p f c 工作在断续模式，控制电路 只是完成输出电压整定的任务，因此要求变换电路本身具有自然的p f c 功能， 而b o o s t 变换器恰恰具有这种内在的功率因数校正能力。 从图1 3 可以看出，典型的p f c 变换器是直接与交流电路相连的，因此瞬时 输入功率是随时变化的。要得到稳定的输出功率，安装储能电容c b 是必需的功 率平衡手段。但由于整流后的输入电压与负载的大小无关，因此负载越轻，积 累在c b 上的不平衡能量就越多。这导致c b 上的电压应力很大，因此对器件耐压 的要求很高。 浙江大学硕士学位论文 第一章绪论 基于以上对典型单级p f c 变换器的分析，对一种能够作为单级p f c 变换器 的拓扑应该满足以下的性能要求： ( 1 ) 变换器电路要有较好的谐波处理能力，可以满足各种标准的要求； ( 2 ) 变换器要有较好的稳定输出电压的能力； ( 3 ) 开关管的控制方式应达到较好的校正、输出效果。 f 4 、变换器的电路拓扑应具有降低电压应力、减小电路损耗的能力； 1 1 2 心变换器电流型控制技术 电流型控制与传统的电压型控制相比有很多优点，如响应速度更快，可进行 有效的过载和短路保护，具有可并联性以及输入电压扰动前馈补偿功能，。但是 电流控制型开关变换器也有以下缺点：需要双环控制，从而增加了电路设计和 分析的难度；控制信号来自输出电流，功率级电路的谐振会给控制环带来噪声； 电流上升率不够大，在无斜波补偿且占空比大于5 0 时，控制环变得不稳定， 抗干扰性能差。电流型控制技术已经成为功率因数校正技术中普遍采用的控制 策略并发展出各种实用技术。现有的主要控制技术 5 】f 6 l 如下： ( 1 ) 峰值电流型控制技术 ( 2 ) 平均电流型控制技术 ( 3 ) 输入电流整形技术 ( 4 ) 非线性载波控制技术 ( 5 ) 准电荷控制技术 ( 6 ) 电荷控制技术 ( 7 ) 单周期控制技术 ( 8 ) 无传感器电流控制技术 各种控制方法都有其优缺点，应针对不同的拓扑结构以及不同的设计+ 要求而 选用最佳的控制方法。寻求更加简单的控制策略、降低p f c 成本、减小t h d 和e m i 、降低开关应力、提高整机效率是今后p f c 控制技术的发展趋势。 1 2 单级隔离型功率因数校正技术的发展趋势 随着开关电源的功率等级不断提高，功率密度更高，对谐波以及输出性能的 要求不断提高，单级隔离型功率因数校正技术仍然需要在以下几个方面进行发 展： ( 1 ) 目前的单级p f c 只可适用于小功率场合，急需提高功率等级 ( 2 ) 中大功率单级p f c 需要提高效率和功率密度 ( 3 ) 提高单级p f c 的功因水平，力争使得功因接近1 ，达到当前b 0 0 s t 型非 浙江大学硕士学位论文第一章绪论 隔离型p f c 的水平 ( 4 ) 进一步发展磁性元器件在p f c 中的应用，将新的解决偏磁问题的方法 与p f c 结合起来。 ( 5 ) 积极引入d s p ，控制方式由传统的模拟控制方式向数字控制方式转变 1 2 1 新型单级p f c 变换器拓扑结构1 3 】 随着功率因数校正技术的发展，新的优秀的单级变换器拓扑被提出，这些拓 扑在减小器件的电压应力、降低电路的损耗方丽取得了很好的效果。 ( 1 ) 基本电路的改进 为减小开关管的电压应力，可以在图1 - 4 所示拓扑基础上，加入电感线圈， 图1 5 就是一个典型例子。它是在图1 4 所示电路中v d l 、v d 2 两条支路中加入 负反馈线圈w 1 、w 2 而获得的。在电路开通或关断的时候，两线圈提供负反馈电 压，从而减轻了储能电容c b 上的电压应力，延缓了输入电流的变化。这种方法 还有利于输入电感工作在c c m 并保持较低的谐波含量。 双端式单级p f c 电路是三端式的变种，如图1 6 所示。它在充、放电电路的 连接方法与三端式单级p f c 电路有差别。实际上，双端式单级p f c 电路往往与 三端式单级p f c 有相对应的关系，这两种电路的工作原理以及所有实现的目标 是基本一致的。 t j - 1 旦 l2l l 唧旦 呻十氚 o l l2s = 2 1 一 图l 一5 单级p f c 变换器电路拓扑 l i h 五皇皂照l l2 l 叫丽百瓣 u 凸 lzl 一 图l 6 双端式单级p f c 电路框图 浙江大学硕士学位论文 第一章绪论 f 2 ) 与其他变换器的结合 p f c 技术发展到今天已经逐渐融入到了许多优秀的变换器电路中。这些新 的拓扑结构可以很好地抑制电源输入谐波，整定输入电流波形，同时又具有极 好的输出特性，充分发挥p f c 电路和功率变换电路的优势。 b o o s t 电路做为功率因数校正的优秀拓扑，它与全桥、推挽、半桥等的结合 可以获得性能良好的新型单级p f c 变换器拓扑。图1 7 所示电路为b o o s t 电路 与全桥变换器合成的单级p f c 电路。实际应用时对) x l 、v d ) 2 的充放电电 路进行改进，可以得到更好的效果。该电路可以实现对输入电流波形的整定， 同时又可以工作在较大功率场合，发挥了全桥电路的优势。同时，p f c 电路还 可以与其他电路结合，也能收到很好的效果。 n 1 t 蛆v t 图1 - 7 单级全桥p f c 变换器 h v d 6 ah i 2、t7 v 1 1 pt 甲”。 、zs 在 r 图1 - 8 带有源钳位和软开芙的b 0 0 s t 单级隔离式p f c 变换器 ( 3 ) 有源钳位和软开关技术的应用 与普通d c d c 变换器相比，单级p f c 变换器具有电压应力大、损耗大的缺 点。有源钳位和软开关等技术在单级p f c 变换器得到广泛。这些技术使主、辅 开关的软开关条件下开关，减小损耗、降低电路的电压应力，从而使单级p f c 变换器能够得到实际应用。 在图8 所示电路中，有源钳位电路由v t 2 和c 。构成。主开关管v t l 关断后， c ，开始充电。当c ，两端的电压l b 被充电到c 。两端的电压u l = 。时，辅助开关管v t 2 浙江大学硕士学位论文 第一章绪论 导通，这时v t l 的电压被钳位在u c 。，降低了v t l 的电压应力。 谐振电感l ，和寄生电容c ，的谐振实现开关管的软开关。为了实现零电压开 关，必须适当选择l ，且要求l ，远小于激磁电感l m 。k 越大，越容易满足主开关 管的零电压关断条件，但l r 的增加会使开关管v t l 、v r 2 的电压应力增加，带来 更多的占空比丢失；而l 越小，输出二极管v d 7 的电流下降率d i v d 7 d t 就会越大， 带来严重的反向恢复问题。 1 2 2 控制方案 单级隔离式p f c 变换器的控制有用电压反馈单环控制的，其优点之一就是 控制简单，仅用一个电路即可。也有用电流峰值控制的，电流峰值控制比电压 反馈控制多了一个电流环，除了保持输出电压稳定外还可以控制电感电流，但 这种控制方法续斜波补偿，对噪声敏感。平均电流控制法具有电路稳定性能好、 电压输入范围宽、无需斜波补偿、测量精度高和适用功率范围宽等有点。电压 反馈单环控制法和电流峰值控制法，控制简单而成本低，应用于小功率的家用 电器、电池充电器和计算机电源等场合。平均电流控制则是中大功率和p f 值要 求高的应用场合的首选，例如前面提到的全桥式单级p f c 变换器。 1 9 9 4 年j o v a n o v i c e t a i 提出的变频控制方案，但这种方案不能减小谐波失真。 】9 9 8 年，m h | lc h o w 等人首次提出了同时控制导通比和频率的控制方案。这 种方案通过改变导通比来调节输出电压，通过改变频率来获得单位功率因数和 低电压应力。目前，在单级隔离式p f c 变换器中，变频控制因会带来负面影响 而应用得很少，但应用它可以解决某些疑难问题。例如所有的单级隔离式p f c 变换器都存在一个固有的问题，即当负载超过最大负载值时储能电容两端的电 压将继续上升，这时就可通过当储能电容两端的电压达到最大值时增大开关频 率来解决这个问题。 1 3 单级结构和两级结构比较 图l - 9 为有源功率因数校正两级结构拓扑，前级实现输入电流整形、后级实 现输出电压的快速调节。前一级变换器采用b o o s t 拓扑，采用p f c 控制芯片实现 低带宽的输入电流整形；在一般应用场合，前级输出电压被调制为3 8 0 4 0 0 v d c ， 包含大量二次谐波；后级d c 仍c 变换器，实现降压、安全隔离和输出电压的快 速调节。v b 为恒定电压有利于效率的优化。另外，高的输出电压能在满足保持 时间的同时减小输出电容的容量。两级结构拓扑需要两个开关管和两块控制芯 片以及外围电路，增加了电路的复杂性叽 两级结构的性能和费用主要取决于控制芯片、b o o s t 开关管、整流管的选择 浙江大学硕士学位论文 第一章绪论 图1 - 9 有源两级p f c 变换器 有源功率因数校正单级结构的框图如图1 0 ，现今很多单级结构能够在电源 领域得到应用。与两级结构相比，单级结构只需要一个控制器。由于可以共用 开关管，因此为实现功率因数校正并降低成本提供可能。一般地，单级结构所 获得的性能( t h d 和p f ) 要好予无源结构，但稍微差于两级结构。单级结构的一 个优势能减小重量、缩小体积。单级电路的不足在于内部电容电压随输入电压 和负载情况而变化。 图l - l o 有源单级”c 变换器 髑级结构和单级结构究竟谁优谁劣，哪个更能节约成本? 至今仍无定论， 在成本、控制复杂度、功率密度，动态特性、稳定性、器件应力和效率等多方 面都要进一步地比较和论证。 但可以得出以下一些大体的结论： ( 1 ) 满足通用电网输入的应用，单级p f c 变换器的储能电容上的电压随之 会在很宽范围内变动，因此与两级结构比较，需要更高等级的元器件。 ( 2 ) 单级结构p f c 变换器总损耗要高于两级结构，因此单级电路拓扑的效 率要低于两级结构 ( 3 ) 单级p f c 变换器通过共用开关管和控制器，其元器件数目减少。但与 两级结构比较，它的器件应力、等级都要求有所提高。因此要求特定的 应用场合来决定采用拓扑的结构。 下表给出了主要几个方面的对比( 无源、单级和两级) 膊1 浙江大学硕士学位论文第一章绪论 无源有源两级有源单级 一 t h d呙低中等 功率因数低 l 曷 中等 一 效率 局中等 中等 体积 中等大小 重量非常重 轻 轻 电容电压变化常数变化 控制简单复杂简单 器件数非常少多 中等 一 功率密度低中等晶 浙江大学硕士学位论文第二章单级踊离型功率因数校正技术 第二章单级隔离型功率因数校正技术 2 1 概述 电力电子装置( d c ，d c 变换器或d c a c 变换器) 输入端的直流电压一般由 交流市电经整流和大电容滤波后获得。由于整流二极管的非线性和滤波电容的 储能作用，整流二极管只在输入电压大于滤波电容电压时才导通，因此输入电 流为一个峰值很高的周期性尖峰电流。这种畸变的输入电流，除了包含基波成 分外，还含有丰富的高次谐波分量。 这些高次谐波倒流入电网，引起严重的谐波“污染”，造成严重危害【】l ： 谐波电流在输电线路阻抗上的压降会使电网电压发生畸变( 称之为二次效应) ， 影响各种电气设备的正常工作。谐波会造成输电线故障，使变电设备损坏。 谐波影响用电设备。谐波会使测量仪表附加谐波误差。谐波会对通信电 路造成干扰。 2 1 1 功率因数和总谐波畸变的定义 2 1 1 1 平均功率 源 多；j c j 负载 图2 - 1 能量传递 假设v ( r ) = 圪+ c o s 耐伊。) ，f ( f ) = ，。+ j 。c o s 耐一目j ，透过平 面s 传递的平均功率p 。： 。= 专f v c r ，附，出= 亭f ( 匕+ 砉_ c 。s 耐一妒。， l + 喜lc 。s 埘一目。， 出c z 一- ， 根据 孤巩肌叫豢旷一。， 浙江大学硕士学位论文第二章单级隔离型功率因数校正技术 名：k 厶+ 芝华c 。s ( 一吒) ( 2 3 ) o l 。 由此可知，只有在v 倒和删的傅立叶系列中包含相同频率的成分，源才有 有效能量传递到负载。 2 1 1 2 均方根值 周期函数有效值定义为： r = 痧。则 y ( 电压有效值) 2 、f 瑶+ 等，( 电流有效值) = 1 f j ；+ 每 - 月= l - h = l 因此，波形中的谐波成分必将增加其有效值的大小。特别地，在输入电压 为正弦波而电流包含谐波分量情况下，在保证输出平均功率不变下，谐波增加 了电流的有效值。这并不是我们想要的结果，虽然谐波没有增加传递到负载的 能量，但增加了系统的导通损耗，。强。 2 1 1 3 功率因数( p 呷盯f a n o r ) 功率因数是反映源到负载网络能量传递有效性的参数，可以测量通过s 平 面的一些参数获得，并定义为： w f ，向c 幻f 垩塑塑皇 。 电压有效值电流有效值 功率因数是一个大于o 小于1 的值。功率因数为1 的理想情况下，负载满 足欧姆定律，电压和电流具有样的波形，拥有相同的谐波频谱并且是同相的。 在传递的平均功率不变下，功率因数最大化有利于电压和电流有效值的最小化。 乞1 1 4 正弦电压和非线性动态负载下的功率因数 如果输入电压只包含基波不含直流分量和谐波，即驴圪= 乃= = o ，则谐波 电流不传递有效能量到负载，平均功率为： 名= 等c o s ( ”只) 正弦电压下功率因数表示为： ( 2 4 ) 浙扛大学硕士学位论文 第二章单级膈离型功率因数校正技术 ，l j l l ( c o s ( 仍一只) ) j = q s 幻r n o ，l 如c t o r 蝴i s p l d c e m e m 如c t o n 因此，功率因数可表示为畸变因数( d 】| _ 5 却r 加h 力c 加一和相移因数( 砒咖c 删p 掰 如幻r ) 的乘积。 畸变因数为基波有效值与总有效值的比值： ：黛垦翼磐 ( 2 5 ) ( 电流有效值) 、7 相移因数为基波电流与电压的相位差的余弦值。 总谐波畸变( t 0 诅lh a m o n i cd i s t o n i o n ，) ) 定义为不含基波的有效值与基 波有效值的比值。当无直流分量时，即 ( 7 ：h d ) = 总谐波畸变与畸变因数是密切相关的， 根据式( 2 5 ) 和式( 2 6 ) 知 妯删油船2 了毒两 图2 2 为它们的关系图，由图可见，在t h d 值达到一定值的情况下，畸变 因数还是可以很接近于l 。 童 点 墨 枣 苦 图2 - 2 畸变因数v s t h d 击厩。l i | ) 甜c 廊 行概洲二罨l ( 浙江大学硕士学位论文 第二章单级隔离型功率因数校正技术 2 1 2 谐波标准 目前，国际电工委员会( i n t e m a t i o n a le l e c n 吼e c l l i l i c a lc o m m i s s i o n ，l e c ) ，欧 洲电工技术标准委员会饵u r o p e a l lc o m m j 雠e ef o re l e c 仃0 t e c h n i c a ls t a n d a r d i z a t i o n ， c e n e l e c ) 和美国i e e e 锄s t i t u t eo fe l e c 啊c a l e l e c t r o n i c se n g i 懈r i n g ) 对谐波 的限制都制定了相应的标准。1 9 8 2 年国际机构采纳了第一份草案即i e c 5 5 5 标 准，并发展成为现在欧洲强制执行的i e c l 0 0 0 标准。i e c l o o o 标准已经成为销 往全世界各地的商用设备的事实上的标准。 i e c l o o o 3 2 标准适用于各种不同类型的小功率电气设备并做了不同谐波 限制，特别是输入电流小于1 6 a ，5 0 h z 或6 0 h z ，2 2 0 v 到2 4 0 v 的单相电路和 3 8 0 v 到4 1 5 v 的三相电路。下表给出了i e c l o o o 3 - 2 d 类谐波标准。 表2 1 i e c1 0 0 0 3 - 2 d 类谐波标准【1 】 相对限制绝对值限制 谐波n m a ( 哪s ) ，wa ( m l s ) 33 42 3 0 51 91 1 4 71 oo 7 7 9o 50 4 0 l lo - 3 50 3 3 1 3o 2 9 60 2 1 1 5 n 3 93 8 5 n2 2 5 n 有表可知，标准规定的输入电流谐波含量是相对值，同时也给出了高次谐 波的最大限定。i e c l o o o 一3 2 d 类标准对p f 没有特殊规定，即使p f = o 8 ，只要 能满足谐波要求，就可以通过这项规定。由此可见，电路设计的一个目的是满 足谐波标准而不是追求高功率因数。 2 2 理想整流器 2 2 1 电路特性 单相的理想整流器对于交流系统来说相当于一个阻性负载。交流线路电流 和电压具有相同的波形且同相。因此，功率因数为1 的变换器要求输入电流与 输入电压成比例，即： 锄) = 半 ( 2 _ 7 ) 浙江大学硕士学位论文第二章单级隔离型功率因数校正技术 i n c ( 1 )i * m i ( f ) 阕阕亿胁。厩 (a)(b)(c) 图2 3 理想整流器的端口等效 式子中尼是一个比例常数，对于交流端口来说等效电路相当于一个等效电 阻，如图2 3 ( a ) 。但r 。并不代表产生热量而是传输到整流器的输出直流端口。 输出调制通过调节等效电阻实现，心由控制信号。删决定，如图2 3 。 因此忌上消耗的功率即： 名( ) 2 等 变化的尼将导致时变的系统，产生谐波成分。 率因数，要求r 。和控制信号变化要慢于交流输入。 假如整流器无损耗且内部能量存储可以忽略， 到输出端口： 刖= 高 ( 2 - 8 ) 为避免大量谐波出现恶化功 则输入r 的瞬时功率将传递 ( 2 9 ) 因此瞬时输出功率只取决于彬和控制输入v c 。删，因此输出端口可以等 效为一个可控功率源，如图2 - 3 ( c ) 。 功率因数为1 的理想整流器可以用一个两端口网络等效，称之为无损电阻 ( 触咖p ，田括f d ，上：输入端口服从欧姆定律，输出端口为无损受控功率源。 图2 4 为理想整理器的等效二端口网络示意图。 其关系方程定义如下 图2 - 4 理想整流器等效模型 锄) 2 芒 v ( f ) f ( f ) = p ( f ) 浙江大学硕士学位论文 第二章单级隔离型功率因数校正技术 舻嵩 综上所述，任何具有准理想整流器特性的变换器，都可以用三职的两端口 网络等效。 2 2 2 实现条件 反馈环节的加入可以使一个变换器符合理想整流器上豫方程的要求。如图 2 5 所示，整流器由整流桥和d c ，d c 变换器组成，d c ，d c 变换器用一个理想变 压器等效。 d c 仍c 变换器 一f g 1 ：) ) 渺 r + 样 7 l 十 l l j l c 牛v 似 瞻m 1 i 一- l jl l 瑶+ 荆 。刭控制器l 图2 5 准理想整流器实现 反馈网络控制占空比使变换器的输入电流与输入电压成比例。假设： v 舯( f ) = s i n ( 耐) ，整流后k ( f ) = i s i n ( 叫) l ，如果要保持输出电压v 形= 矿， 则d c d c 变换器的变比： 删2 嚣2 矗高 ( 2 - - o ) ”g w 1 8 m l 耐 们h 一志斗掣掣 可见控制器必须实现变比在无穷大和某个最小值。之间的调节。 肘一= 争 因此，任何具有变换比在m 。和无穷大之间可调的拓扑或变换器，都有可能 被用于做功率因数校正。 假设d c 仍c 变换器是理想的，且瞬时输入功率等于瞬时输出功率，则输出 电流为： 1 6 浙江大学硕士学位论文 第二章单级隔离型功率因数校正技术 粥= 半= 鲁= 雩产= 杀h 叫z 硼任 因此，变换器输出电流既包含直流成分而且具有频率为2 的低次谐波。输 出端的大电容的一个功能就是滤除这个低次谐波成分，使负载电流等于其直流 分量。 = ( f ( ，) ) 孔2j 景，r 为工频电压的周期 ( 2 1 2 ) 2 3 分类 按输入交流源类型和是否含直流母线电容，单级变换器可以做如图2 6 所示 的分类： 图2 6 单级变换器分类 不含直流母线电容的谐振和p w m a c d c 变换器能获得接近1 的功率因数， 且直流电压可调。谐振变换器可应用于更高的功率等级可达3 k w ，p w m 变换 器可以达到1 k w 。谐振变换器采取调频工作方式，而p w m 变换器则是恒频控 制。谐振变换器能应用于除了需要同步工作以外的所有应用。两种变换器都输 出电压都存在很大的低频稳波电流，需要大的滤波器。因此，这种结构电路适 用于在线式交流u p s 系统或者一些不需要电池的离线式通信电源系统。 单相a c a c 变换器能提供低频梯形输出电压，功率可以达到几k w 并具有 很高的功率因数。这种变换器的效率很高，适合于在新的混合型光纤同轴电缆 网络和有线电视应用。 浙江大学硕士学位论文 第二章单级隔离型功率因数校正技术 含直流母线电容的单级单开关a c d c 变换器能够获得可调制且低纹波的直 流输出电压，并保证输入功率因数满足管理机构的要求。在通用电网输入应用 中，这些变换器能应用与1 5 0 w 功率等级，如果限制输入电压范围( 9 肛1 3 5 v 或 者17 0 2 6 5 v a c ) 功率可以做到2 5 0 w 。 a c a c 变换器具有固有的功率因数校正功能，输出高频正弦电压，在通用 电网输入应用功率可达2 5 0 w 。这些变换器适用于高频交流架构的未来桌面计 算机。 高频交流输入的单相谐振a c 仍c 变换器能够获得接近l 的功率因数，具有 高效率，可调的低纹波输出电压。这些变换器很适合在高频架构的未来桌面计 算机，服务器和通讯产品中应用。或更一般地，给未来低压半导体技术提供可 靠电源。 2 4 技术重点与难点 2 4 - 1 建模精度问题 平均电流型控制技术1 3 】是p f c 中常用和较佳的控制技术，功率因数校正模型 在建模时要求输出电压扰动远远小于输出电压，而这个条件在b u c k b o o s t ， s e p i c ，c o k 和其他单相整流器中并不一定得到满足。基于此，p f c 小信号模型 就转变一个时变非线性系统，给控制系统的设计带来麻烦。 一种比较有效的方法是采用准静态近似模型。即假设输入电压变压化速度 远远慢于整流系统的动态反应速度。在这种条件下可认为整流器是工作于近似 平衡的条件下。静态工作点随输入正弦电压缓慢变化，从而能通过状态平衡的 方法求解出缓慢变化的占空比，电路电压和电流。采用d c d c 中状态空间平均 的建模方法，可以得出变换器的零点、极点以及增益都是是随输入电压的变化 而变化，因此要设计一个平均电流调节器保证在时变传递函数下，电流环的增 益始终有正的相位裕量。 一般认为采用高频p w m 变换技术能够保证变换器的动态响应远快于输入 电压，即整流系统的动态相应足够快，这样准静态近似的建模方法能够得到保 证。但现在的基本变换器拓扑并没有什么强的条件能保证这种近似的正确性， 因此在这方面的领域还需要进一步的研究。 众所周知，在控制系统领域，当整流器的动态响应没有足够快，准静态近 似并不能保证设计补偿后的系统稳定。时变的增益在保证有正的相位裕量条件 下并不一定稳定，同时负的相位裕量也并不是指系统不稳定。这些现象有时在 一些整流系统中可以观察得到。更糟糕的是，l a p l a c e 变换在时变微分方程中的 应用正确性也有待迸一步的验证。 浙江大学硕士学位论文 第二章单级隔离型功率因数校正技术 2 4 - 2 电容耐压问题 含直流母线电容的单级功率因数校正变换器，其母线电容电压将随负载变 化而变化。当电压变化超过现有电解电容盼耐压水平，电容选择问题将阻碍这 些拓扑的应用场合。 与传统的两级结构不同，直流母线电容电压并不为变换器的p f c 级所控制 而且并不是一个固定的值。直流母线电压只取决于稳态工作时母线电容上的能 量平衡。输入端提供给电容的能量必须等于它输出的能量，这样半个工频周期 内，流入电容的净直流电流为o 。母线电压还与输入电流的工作模式，以及输 出电流的工作模式息息相关。输入电流可以工作与连续模式( c c m ) 、断续模式 p c m ) 或临界模式( s c m ) ；输出电流在有些拓扑中可以工作在连续模式或断续 模式。因此在负载变化或电路工作模式切换时，母线电容也将随之变化。特别 是在重载变轻载过程中，母线电容上的压升就成为一个不容忽视的问题。负载 变轻时，输出功率减小，负载从储能电容上抽走的能量减小，但p f c 级的输入 功率同重载时一样从而导致储能电容上电压上升。为保持住输出电压以及功率 平衡，反馈环节将调节占空比，使之减小以调节输入能量大小，整个动态过程 在输入输出功率平衡后才停止。负载减小带来的后果是直流母线电压明显上升， 甚至达到上千伏。 有效降低电压通常有两种方法：一种是采用变频调制方法，可以保证电容 端压小于4 5 0 v ，但是要求频率变化范围大，可能高达原来的1 0 倍，不利于磁 性元件的优化设计；另一种就是采用变压器绕组实现负反馈。采用反馈绕组， 如果在c c m 下，当输出功率减小时，虽然占空比不变，但输入功率也会相应 减小，这样可以抑制储能电容两端电压的增加，它的效率是最高的，p f 值有所 降低，但是很难找到一种能够完全工作在c c m 下的拓扑，设计上也比较复杂。 2 4 3 偏磁问题 隔离型电路中普遍存在变压器的偏磁问题，在双极性变换器( 如推挽、全桥、 半桥) 中尤为明显。 变压器的铁心偏磁是由于正、反两各方向的伏秒面积不等造成，即所谓的 伏秒不平衡。当偏磁严重时，铁心必将进入单方向深度饱和，造成单向磁化电 流剧增，通常在达到新的平衡状态之前，功率管可能已经损坏。一般直流变换 器中引起伏秒不平衡的原因主要有：功率管开关速度的差异；功率管通态 压降不同：各路信号传输延迟不同。 但对于隔离型a c d c 变换器，除了以上由于器件特性的差异、负载的变化 以及温升等外部因素外，理论上其自身存在不可克服的偏磁内因。 浙扛大学硕士学位论文第二章单级隔离型功率因数校正技术 图2 7 1 中，( a ) 所示为等效占空比，( b ) 为变压器原边端压，( c ) 为磁芯的磁 感应强度。 i 1ii + li + 2i + 3 f 门80nr 黼 r 一竹一 i 上 l l 一 【- 刖一 一1 _ -，lh - _ 1 | 倒 瓜 |恨 f| 田h l广1 l l j l 蝴芝 | | 一 l l i b 硝) b 图2 - 7 1 磁感应强度示意图 理论上，占空比 阶，一志小掣掣小蜘c 酬 弘聊 设f 删时刻正磁感应强度为口”同时刻负磁感应强度为置，变压器端压 幅值为”，变压器原边匝数为m ，磁芯等效窗口面积为一。由图2 - 4 ，可知： 耻，+ 堕专窘盟1 ) + 警陋，) 哦一型者进碱一等陋。) l ：，山，+ 业嚣邀以1 ) 十等阻- 1 6 ) ( 2 1 6 ) 一( 2 1 5 ) ，( 2 一1 5 ) 一( 2 - 1 4 ) 得 ，哦+ 号警阻h s i n ( 酬 ( 2 - 1 7 ) 哦川+ 等蛳讣陋d ( 2 _ 1 8 ) 因此，耐，l ”以”，+ 詈j 时，良单调增加，且单调减小。故当枷壤接近”z + 三， 浙江大学硕士学位论文第二章单级隔离型功率因数校正技术 变压器的正反向磁偏越严重。其他区间的情况可以以此类推。 将式( 2 1 7 ) 的马差值在】4 工频周期内的求和，可以推导出变压器磁：签的总 偏磁量只，置和磁感应强度工作中心点皿： 曲：翌 ! + 1 4 i2 i s i n 陋) 雨2 1 - 2 小一器 鼍群卜器 e ：一三堡兰逝堑! ! ；：婴2 二! j ：。 2 l 爿。1 + c o s t ) ( 2 一1 9 ) 咖( 烈mc o s ( 詈) z 卜s ( 詈 。t fs i n ( 要) ：c 。s 2 ( 詈 一- 2 l 一。 1 + 。f 曼 lj i j ( 2 - 2 0 ) ( 2 - 2 1 ) 式中和。为工频周期和角频率，五为开关周期，t 为半个工频周期内开关 周期数，女= 寺，f = 删也 则 设恒占空比( 。2 。_ 5 ) 下，变压器工作最大磁感应强度为曰，2 蒜： a 毋 曲。 丢羞i = 一 z z 背 = 一z 一 ( 2 - 2 2 ) 卜z s ， 、lll，j 豺一劫文一文 趔吲，叶 浙江大学硕士学位论文第二章单级隔离型功率因数校正技术 挚蝶掣：之廷掣。， l 七， 图2 - 7 2 变压器磁芯b 值对比 由此( 2 一1 9 卜( 2 - 2 4 ) 可知，总的偏磁量主要和输入电压峰值、开关频率、变压 器原边匝数和磁芯有效窗口面积有关。由图2 7 2 所示，当开关频率比较商时， 隔离型p f c 的变压器的b 值是恒占空比下的2 倍，在设计变压器时要充分考虑 由于占空比变化导致的这种磁偏，否则就容易出现由于变压器饱和而导致电路 烧毁。 2 5 几种较理想拓扑优缺点 单级结构功率因数变换器可以分为含直流母线电容与不含直流母线电容两 种。含直流母线电容的拓扑虽然没有母线电压过冲和振荡的问题，但其效率和 p f 值都不是很理想，因此研究的不