基于51单片机的正弦逆变电源.doc

中文摘要随着信息技术的发展，逆变电源应用日益广泛。论文阐述了逆变系统的工作原理，分析了逆变系统中常用的正弦脉宽调制方法及其产生办法，同时分析了模拟控制和数字控制的优缺点，结合模拟电路和数字电路的优点设计了正弦脉宽调制电路，在此基础上设计和实现了一个正弦逆变电源。该电源包括推挽式DC-DC升压电路，基于单片机的正弦发生电路，脉宽调制电路，光电隔离及驱动电路，H桥逆变和滤波电路以及检测保护电路。单片机结合D/A产生的正弦波和线性三角波比较，产生正弦脉宽调制波形，通过光电隔离驱动H桥逆变。通过键盘可以对电源输出电压的幅值和频率进行阶梯式调节，拓宽了电源的应用范围并同时利用A/D和液晶对输出电压的有效值进行即时显示。实验结果表明，该电源能实现课题要求，电源输入电压为12V直流，输出为有效值可以在100220V调节的交流电压，且电压频率可以在30Hz100Hz之间调节。输出小于100W时，电压波形没有失真。关键词：逆变电源；单片机；隔离驱动；正弦脉宽调制 外文摘要Title： Sine Inverter Design and ImplementationAbstractWith the development of information technology, power inverter is widely used. Paper described the working principle of inverter system, analyzed the inverter system often sine pulse width modulation method and the method, and analyzes the analog control and digital control advantages and disadvantages of combining analog and digital circuit design advantages the sinusoidal pulse width modulation circuit, in this based on the design and implementation of a sine inverter. The power supply includes a push-pull DC-DC step-up circuit, microcontroller based sine circuit, pulse width modulation circuit, optical isolation and drive circuit, H bridge inverter and the filter circuit and the detection protection circuit. Microcomputer with the D / A generated sine wave and linear triangular wave comparison pulse width modulated sine wave generated by optical isolation drive H bridge inverter. The keyboard can power the output voltage amplitude and frequency of stepped adjustment, and widened the scope of application of power while using A / D and LCD output voltage RMS on real-time display. Experimental results show that the power requirements of the subject can achieve, the power input voltage is 12V DC, output in 100 220V RMS AC voltage regulator, and voltage and frequency can be adjusted between 30Hz 100Hz. Output less than 100W, the voltage waveform without distortion.Keywords: Inverter ; SCM ; Isolated Driver ; SPWM 目 录1 绪论11.1课题背景11.2本论文的研究内容32 逆变电源控制原理与总体方案32.1逆变器控制原理32.2逆变器模拟控制技术62.3逆变电源系统组成103 系统硬件方案设计与实现123.1 DC-DC升压硬件设计123.2 SPWM发生电路设计203.3逻辑控制和死区电路的设计253.4光电耦合隔离与驱动电路263.5隔离电源的设计283.6 H桥的设计293.7滤波电路的设计313.8电流检测和电压检测电路的设计323.9按键控制与显示323.10小结344 系统测试与结果分析344.1.DC-DC升压电路测试344.2正弦波发生电路测试364.3线性三角波发生电路374.4 SPWM波形374.5死区时间测试394.6输出电压波形测试404.7电源效率测试41总结42参考文献43致 谢45附录1：DC-DC推挽式升压电路图46附录2：SPWM发生电路47附录3：正弦波发生电路及键盘液晶电路图48附录4：光耦隔离和功率逆变电路49附录5：单片机D/A输出正弦波程序50附录6：液晶键盘程序551 绪论1.1 课题背景在实际的电源系统中，有时需要把直流电转换成交流电供负载使用，这种把直流电变回交流电的过程，就是逆变。在已有的很多种电源中，如蓄电池、太阳能电池等都是直流电源，当需要这些电源向交流负载供电时，就需要逆变。21世纪是能源开发、资源利用与环境保护互相协调发展的世纪，能源的优化利用与清洁能源的开发，是能源资源与环境可持续发展战略的重要组成部分。具有世界三大能源之称的石油、天然气和煤等化石燃料将逐渐被耗尽，氢能源与再生能源将逐渐取代化石燃料而成为人类使用的主体能源，这种能源的变迁将迫使发电方式产生一次大变革，使用氢能源与再生能源的高效低污染燃料电池发电方式将成为主体发电方式。因此，逆变技术在新能源的开发与利用领域有着至关重要的地位。除此之外逆变技术还有下列主要应用:(l)交流电机变频调速:采用逆变技术将市电电网电压变换成幅值可调、频率可调的交流电供给交流电动机，以调节电动机的转速，可用于控制风机、水泵、机床、轧机、机车牵引、电梯、传动及空调器等很多领域。(2)UPS电源系统:在许多领域中被广泛应用的计算机、通信设备、检测设备等都需要采用UPS电源。UPS电源主要由整流器(包括充电器)和逆变器组成。在市电有电时，整流器为蓄电池充电;在市电停电时，蓄电池通过逆变器向负载继续供电。(3)电动汽车:随着汽车数量的不断增加，排放气体对环境造成的污染越来越严重，已经成为空气污染的主要来源。各大汽车公司均投入巨资积极发展电动汽车。不管是采用蓄电池的电动汽车还是采用燃料电池的电动汽车，在用交流电动机作为动力时，都必须用逆变器把电池的直流电能变换成交流电能来驱动交流电动机。(4)感应加热:中频炉、高频炉及电磁灶等设备都是采用逆变技术产生交流电，从而产生交变磁场，金属在磁场中产生涡流而发热，从而达到加热的目的。(5)谐波治理:市电电网中的谐波，主要是由各种电力电子装置、变压器、荧光灯等产生的。采用由逆变器制成的电力有源滤波器APF和静止无功功率补偿器SVC，可以有效地治理市电电网的谐波污染。这是当前正在兴起的一门新技术。人类对电能的依赖提高，然而由于人为因素或者自然灾害因素使得电网电能的供应不能持续可靠，停电在生活中频繁发生。如何在停电的情况下，使一些生活中必须的电器设备正常工作，是一个需要解决的问题。正弦逆变电源可以将低压直流电压转换成220V工频的交流电压，将正弦逆变电源接到电能储备装置比如电池上，电源就能输出可以使普通低功率电器设备正常工作的220V工频交流电，能够很好的解决停电时日常生活中的电器不能运行的问题。然而对于目前由于各国电源标准并不统一，不同国家的电器对电源的电压和频率要求也不一致，使逆变电源输出的电压和频率可调，就能一定程度的解决这个问题。1.2 本论文的研究内容基于1.1所叙述的背景条件下，本文旨在设计一款结合数字和模拟控制的正弦逆变电源，通过单片机对正弦基波的幅值和频率进行数字化调节，使得电源整体输出电压的幅值和频率能进行键盘调节，拓宽电源的使用范围。经过资料查阅，现在主要用家用电器设备的电压幅值都在110220V之间，电压频率在50100Hz之间，而普通蓄电池都能提供12V的直流电压，本文要设计和实现一款输入12V直流电压，输出电压在100220V之间，频率在30100Hz之间可调的小功率逆变电源。2 逆变电源控制原理与总体方案2.1 逆变器控制原理逆变器与整流器正好相反，它的功能是将直流电转换为交流电。这种对应于整流的逆向过程，称之为“逆变”，其作用是通过功率半导体开关器件的开通和关断作用，把直流电能变换成交流电能。逆变器的种类很多，各自的具体工作原理、工作过程不尽相同，但是最基本的逆变过程是相同的。下面以最简单的逆变电路单相桥式逆变电路为例，具体说明逆变器的“逆变”过程。单相桥式逆变原理见图2.1(a)。图中输入直流电压为E，逆变器的纯电阻性负载为R。当开关S1、S4接通后，电流流过S1、R和S4时，负载上的电压极性是左正右负;当开关S1、S4断开，S2、S3接通后，电流流过S2、R和S3，负载上的电压极性反向。若两组开关Sl、S4、S2、S3以频率f交替切换工作时，负载R上便可得到频率为f的交变电压Uo，其波形见图2.1(b)，该波形为一方波，其周期T=1/f。图示的电路和波形只是逆变过程基木原理的示意描述，实际上要构成一台实用型逆变器，还需要增加许多重要功能电路和辅助电路。 图2.1(a)单相桥式逆变 图2.1(b)理想逆变波形在单相正弦逆变电源中，逆变器要把市电经整流滤波后得到的直流电或者由蓄电池提供的直流电，重新转化为频率非常稳定，稳定电压受负载影响小的，波形畸变因数满足负载要求的交流正弦波。目前在单相正弦逆变电源的逆变器中普遍采用脉冲宽度调制(PWM)技术来实现将直流电重新变成交流电的目的 。脉宽调制技术可以极其有效地进行谐波抑制，在频率、效率各方面有着明显的优点，使逆变电路的技术性能与可靠性得到了明显的提高。所谓脉宽调制技术，就是在周期不变的条件下，利用改变脉冲宽度(或用占空比表示)，甚至可以将脉冲波形斩切为若干段，以达到抑制谐波目的的一种方法。采用脉宽调制技术方式构成的逆变器，其输入为固定不变的直流电压，由于这种逆变器，只有一个可控的功率级，简化了主电路和控制回路的结构，因而体积小、重量轻、可靠性高。又因为集调压、调频于一身，所以调节速度快、系统的动态响应好。此外，采用脉宽调制技术不仅能够提供较好的逆变器输出电压和电流波形，而且提高了逆变器对交流电网的功率因数。PWM波形用傅立叶级数展开式来表达可写为: （2-1）式中Vm为脉冲波的幅值，n为谐波次数，k为波形斩切次数，为第n次斩切时对应的角度。通过调整角的数值可有意地消除某一谐波成分。例如，若希望完全消除3，5，7次谐波，即令V3m=V5m=V7m=V，则，只要求解下述三角联立方程式即可: （2-2）由此可得:a1=22.50，a2=37.50，a3=46.50。这种由计算求得斩切角的方法称为谐波抑制PWM法，但在工程上实现此种控制方法是很困难的。工程实际中应用最多的是正弦PWM(SPWM)法。三角波调制法是目前逆变电源中应用较多的产生SPWM波的方式，它是建立在每一个特定时间间隔内能量等效于正弦波所包含的能量的概念上发展起来得一种脉宽调制方式。为了得到接近于正弦波的脉宽调制波形，我们可以将正弦波的一个周期在时间上划分为N等分(N是偶数)，每一等分的脉宽都是2*Pi/N。这样就可以分别计算出在各个时间间隔中所包含的面积。在每个特定的时间间隔中，我们都可以用一个脉宽与其对应的正弦波所包含的面积相等或成比例。但其脉冲幅度都等于Um的一个矩形脉冲来分别代替相应的正弦波部分。这样的N个宽度不等的脉冲就组成了一个与正弦波等效的脉宽调制波形。 假定矩形脉冲的幅值恒定，半周期内的脉冲数N也不变，通过理论分析可知，其基波的幅值与脉宽有线性关系，如下式: （2-3）该式说明，逆变器输出基波电压幅值V1m。随调制脉冲的宽度而变化，只要采取措施，利用控制信号去调节脉宽，即可调节基波幅值。半周期内的脉冲数N越多，谐波抑制效果越显著，但N只将受到换流电路中为减少额外损耗和保证安全换流所允许的最大换流速率以及最小脉宽、最小间隙的限制。在实际的逆变电源中，通常由模拟电路或数字控制算法来实现脉宽调制的目的。2.2 逆变器模拟控制技术2.2.1 三角波调制法为了得到接近于正弦波的脉宽调制波形，可以很方便的利用有运算放大器组成的比较器来完成这一功能。 如果将三角波脉冲送到比较器反相端，将正弦波送到比较器的同相端，当正弦波电压大于三角波电压时，比较器的输出端将产生一个脉宽等于正弦波大于三角波部分所对应的时间间隔的正脉冲。这是比较器的输出端将得到一串方波脉冲序列。假如三角波的频率与正弦波频率之比为N时，为了使输出波形满足奇函数，应当是偶数。如果在正弦波大于三角波的部分所产生的脉冲的中心位置在每一段脉冲的中心其分段中心角为: （2-4）与N20时，sin(/N)约等于/N，则可求得脉宽为: （2-5）上式说明，当载波比N固定时，且N20时，在比较器的输出端产生的矩型脉冲其宽度与正弦波与三角波幅值之比，以及与分段中心角的正弦值均成正比。只要适当的调节输入到比较器同相端的正弦波电压的幅值，就可以调整逆变器电压的高低，在这种调制方式下，当正弦波的幅值小于三角波的幅值时，逆变器输出电压的基波分量几乎与调幅比的比值成线性关系变化。当正弦波的幅值等于三角波的幅值时，逆变器脉宽调制输出的正弦分布特性开始遭到破坏，呈现了非线性特性。这种三角波调制法的另一个重要特点是，在正弦波的幅值小于三角波幅值的范围内，其脉宽调制输出波中只含有与三角波频率接近的高次谐波，而不包含低次谐波分量。在目前生产的中小型逆变电源中，正弦波的工作频率是50Hz，三角波的工作频率一般在8一4OKHZ之间，所以在采用了这种三角波调制法的逆变电源的逆变器电压输出波形中，它所包含的最低谐波分量的频率也都在几kHZ以上。这样，逆变器的滤波器体积就大大减小了。从而也是正弦波输出的逆变电源的电压输出瞬态特性明显的优于方波输出的情况。三角波比较法实现的关键是三角波和正弦波的产生方法。最初是用模拟电路实现，即完全通过运放单元和基本元件组成三角波发生器和正弦波发生器。后来有用数字电路实现该方法的介绍，其原理仍是用三角波与正弦波相比较的方法来产生SPWM波，只是利用数字电路形成多阶阶梯波来近似正弦波或三角波，阶梯波数分的越多近似程度越高，即精度越高。但这种方式难以获得高的精度。若采用只单片机ROM存放相应正弦波的数据表格，由于容量大，可以使角度分的极细，保证了应有的精度，其工作过程为: 单片机电平转换D/A比较SPWM 图2.2单片机产生SPWM框图单片机内存放着sin00到sin3590但幅值经过抬高后的数值，这样就能保证单片机内存放的为正数。单片机输出出具经D/A变换后成为近似的正弦模拟信号，在经电平变换去掉原来抬高的数值，恢复正负半周形式，然后加入比较器与三角波比较，最终形成SPWM波。 2.2.2三角叠加法三角叠加法脉冲调制电路见图2.4，图中运算放大器Al作为比较器，A2构成反相积分器，A3构成反相加法器。只要在比较器A1的同相输入端引入一个频率可变而幅值恒定的正弦电压参考信号Vc，则在其输出端即会产生基波电压与频率之比自动维持恒定的调制波。 图2.3三角叠加法脉冲调制电路工作过程如下:当输入正弦参考电压Vc由零上升时，比较器A1的输出Vo立即变为正饱和值+Vm，以该值做输入信号经反相积分器A2，使A2的输出电压Vf负向线性增加，在加法器上叠加，在参数设置上取R2R3，保证Vf起主要作用，使A3的输出Vb正向上升，当VbVc时，A1的输出立即变为-Vm。此后，Vf开始正向线性增加，Vb负向变化，直到VbAp计算值，能满足要求且有足够裕量。选定EC35磁芯后，由（3-6）式：实际取13T。在输入电压最大时验算变压器的最大工作磁感应强度Bmax，Upmax取为 30V，则,未产生磁饱和。因此取3圈是合适的。2) 计算次级绕组匝数由推挽电路的电压输出公式：,其中,取qmax=0.9,则。由于输出电压很高，在输出绕组采用全波整流电路，以减小二极管产生的压降。因此次级绕组为80T。3) 变压器绕法为减小漏感和高频趋肤效应，采用“三明治”绕法，初级和次级组都由多股并绕。具体绕法如下：次级分两层，第一层的40T绕在最里面，再缠初级级绕组的两个绕组，最后再缠次级的40T。每一层都均匀分布的绕，层与层之间用绝缘胶隔开。这样得到的漏感最小，实际的测试效果也表明了这一点。全桥整流选用快速二极管FR107，FR107的主要参数为：Vrmm=1000V，Io=1.0A，Trr=250ns，符合电路设计的要求。输出滤波电感和电容的选择计算从略，原理图见图3-9。输出电压经R15，R17和R16分压滤波后，反馈到SG3525的1脚，实现闭环稳压输出。3.1.4小结本小节主要阐述了DC-DC升压电路的基本原理和电路结构形式，详细计算了升压电路主要元件的参数，确定了升压变压器的参数，明确了变压器的绕发及减小漏感的方法。为下面的正弦逆变提供340V母线电压。3.2 SPWM发生电路设计SPWM的生成方法可以用振荡器、比较器等通用集成电路来实现，线路比较复杂，控制精度也难以保证；也可以用SG3525等专用集成电路产生SPWM，控制线路简单，但要实现闭环控制比较困难;在微电子技术飞速发展的今天，以微处理器为基础的数字控制方案日益被人们采纳，此方法控制电路简单可靠，利用软件产生SPWM波，减轻了对硬件的要求，单对软件编程技术要求较高，而且要实现对逆变器的精确控制，需要高运算速度的处理器进行大量运算，不适合当前自身掌握的知识程度。结合三种方法的优缺点，本文采用数字控制和模拟控制结合的方法。利用单片机和DA转换器产生模拟正弦波，同时基电路产生的线性三角波比较，采用双极性调制的方法产生SPWM波形。 3.2.1正弦波发生电路的设计正弦波发生电路可以采用多种电路形式，通常采用运放和分立元件搭成的文氏桥振荡器，电路成本低，但起振条件苛刻，产生的正弦波失真度较大，而且调节不方便；也可以用8038等专用函数发生芯片产生正弦波，但是电路成本提高，而且不能实现数字可调；第三种是利用单片机查表法，借助DA转换器输出模拟的正弦波，增加正弦波采样点可以得到失真度小的正弦波形，而且正弦波的幅值和频率可以通过单片机进行调节，符合课题的要求。结合本身已经掌握的知识结构，本文利用STC89C52单片机和DAC0832数模转换器产生调制正弦波，单片机和DA的详细资料为：STC89C52是一种低功耗、高性能CMOS8位微控制器，具有8K 在系统可编程Flash 存储器。使用Atmel 公司高密度非易失性存储器技术制造，与工业80C51 产品指令和引脚完全兼容。片上Flash允许程序存储器在系统可编程，亦适于常规编程器。在单芯片上，拥有灵巧的8 位CPU 和在系统可编程Flash。主要性能：（1）与MCS-51单片机产品兼容；（2）8K字节在系统可编程Flash存储器；（3）1000次擦写周期；（4）全静态操作：0Hz33Hz；（5）三级加密程序存储器;(6)32个可编程I/O口线;(7)三个16位定时器/计数器;(8)八个中断源;(9)全双工UART串行通道;(10)低功耗空闲和掉电模式;(11)掉电后中断可唤醒;(12)看门狗定时器;(13)双数据指针(14)掉电标识符DAC0832是8位并行，中速电流型8位数模转换芯片，芯片供电电压为5V15V，参考电压为：-10V+10V。基于STC89C52单片机的正弦波发生电路如下图： 图3.4模拟正弦波发生电路软件流程图如下： 图3.5软件流程图程序参见附录5。3.2.2线性三角波发生电路的设计本文采用定时器NE555构成，NE555是一种应用极为广泛的中规模集成电路，电路使用灵活方便，只需要外界少量的祖荣元件就可以构成但闻，多谐和施密特触发器。因而广泛用于信号的发生，变化，控制与检测，NE555的特点有： 1.只需简单的电阻器、电容器，即可完成特定的振荡延时作用。其延时范围极广，可由几微秒至几小时之久。 2.它的操作电源范围极大，可与TTL，CMOS等逻辑闸配合，也就是它的输出准位及输入触发准位，均能与这些逻辑系列的高、低态组合。 3.其输出端的供给电流大，可直接推动多种自动控制的负载。 4.它的计时精确度高、温度稳定度佳，且价格便宜。线性三角波发生器如图3.6： 图3.6线性三角波发生电路 3.2.3正弦脉宽调制电路的设计 图3.7SPWM发生电路本文采用正弦波和三角波通过比较器LM393调制产生SPWM波形，采用单极性调制的方式。将正弦波和三角波交替输入到比较器的正向端和反向端，得到两路相位互补的SPWM波形，后面的分压电阻使得输出SPWM波信号的幅值在05V，方便后面逻辑变化和死区时间设定。详细原理参考2.2.1。3.3逻辑控制和死区电路的设计H桥要由4路其中两路反向的波形来驱动，因此需将SPWM波形进行反向处理。此外，还需加入防止H桥上下臂直通的延时电路。如图3.8所示。 图3.8逻辑转换电路先将两路相位相反的SPWM波形送入非门，得到四路其中两路反向的波形，R77,C39,R78,C40,R79,C41,R80,C42构成死区发生，利用阻容充电，使波形缓慢上升，再利于与门的阈值电压（VCC/2,这里为2.5V）对波形进行整形。死区时间为t，对MOSFET，死区时间可取0.2-1s。 经过该电路处理后，两路SPWM信号变成4路SPWM信号，其中SA、SD同相，SB、SC也同相，这两组信号互为反相且存在死区。3.4光电耦合隔离与驱动电路由于SPWM波形频率为24.3KHz，普通光耦如TLP521、4N25等由于输出电容大，使得传输波形不够陡峭，上升延迟十分明显，所以不能采用这类光耦，而需采用高速光耦，这里我们选用TLP250。东芝公司的专用集成功率驱动模块TLP250包含一个GaA1As光发射二极管和一个集成光探测器，是8脚双列封装，适合于IGBT或功率MOSFET栅极驱动电路。TLP250的管脚如图1所示。 图3.9光耦内部结构TLP250驱动主要具备以下特征：输入阈值电流IF=5mA(max)；电源电流ICC=11mA(max)；电源电压(VCC)=1035V；输出电流IO=0.5A(min)；开关时间tpLH/tpHL=0.5s(max)。隔离驱动的电路图如下：图3.10光耦隔离电路限流电阻计算：根据TLP250资料手册，其内部发光二极管导通电流为5mA，最大不超过11mA，选8mA，导通压降为1.4V(典型值)。假设输入信号高电平为5V，则限流电阻，实际取330。TLP250是集成驱动芯片，内部对光耦接受信号进行放大，能直接驱动MOSFET。3.5隔离电源的设计根据H桥的工作特点，采用隔离驱动时，最少需要3路相互隔离的驱动供电电源。 由开关电源来实现。开关电源最突出的特点是体积小，效率高，不足之处是输出纹波较大、干扰和噪声都比较严重。对于本系统，驱动电源的主要要求是能稳压和隔离，纹波可以通过加大滤波电容和滤波电感来得到改善。开关电源形式有多种，考虑到电路结构的复杂性和制作的难易程度，我们选择由SG3525构成的推挽式隔离DC-DC。电路形式和原理同DC-DC升压电路相同，电路如下： 图3.11隔离电源电路图 通过开关电源得到三路彼此独立的15V电压信号，用来协助TLP250完成光电隔离驱动。 电压器初级12T+12T，次级每一个绕组都为15T。3.6 H桥的设计 H桥由四个MOSFET构成，MOSFET是电压控制型器件，静态时几乎不需要输入电流，但由于栅极输入电容Cin的存在，在开通和关断过程中仍需要一定的驱动电流来给输入电容充放电。栅极电压Ug的上升时间tr和下降时间tf，主要由输入回路时间常数决定。设R为输入回路电阻，则tr和tf可由下式近似估算 （3.9）在开通驱动时，假定在tr时间内近似线性地对输入电容充电，则开通过程中的驱动电流为 （3.10）关断过程中的驱动电流也可用类似的方法估算。这些估算结果可作为选取驱动电路元件的参考依据。功率较大的MOSFET一般输入电容也较大，因而需要的驱动功率也较大。IRF460的典型输入电容Cin为2890pF，栅极电阻RG过小时，可增加驱动电流，但由于充电回路中存在分布电感，与输入电容形成谐振，如图所示。 图3.12驱动回路容感分布模拟图这将导致驱动波形的振荡，实验中栅极电阻RG选22欧姆，可消除振荡。在此情况下，经上述公式估算驱动电流大概为1A左右。另外在驱动电路中为防止主电路对控制电路的干扰，一般需要在驱动电路中设置隔离。本电源的驱动电路采用高速光耦TLP250进行隔离。在栅极和发射极之间并联10k左右的电阻，防止由于电荷的积累产生的误导通。 H桥的电路如图3.13： 图3.13H桥拓扑图3.7滤波电路的设计逆变器输出电压中不仅包含了50Hz正弦波，还包含了开关频率附近的谐波分量。本系统需要的是50Hz的正弦波电压，因此在输出端要加上输出滤波器，只让50Hz的正弦电压输出，而抑制高次谐波分量输出。故所设计的输出滤波器为低通滤波器，它由电感及电容组成。电感的电抗为XL=L，随频率升高而升高，电容的电抗为Xc=1/c，随频率升高而降低。当L=1/c时，所对应的频率为谐振频率fc: （3.11）设逆变器输出电压中基波频率f1为50Hz，开关频率fk为24kHz 则f1，fc，fk三者需满足:flfcfk，由于flfc，故。Lfc，故，对开关频率附近的谐波分量阻力很大，对此谐波分流很大，因此不允许开关频率附近的谐波分量通过，更不允许它的高次谐波分量通过。定义滤波器特性阻抗为，又根据式 ，可得L，C的计算公式: 和 （3.12）一般地，对于本文设计的100W逆变电源，输出电压为220V，满载时R=242 ，选择=0.4R。fk为24kHz，选择，可计算出L=2mH，C=40uF。电路图3.133.8电流检测和电压检测电路的设计在H桥回路中串入采样电阻，电流流过该电阻时产生压降，通过检测该电压，即可计算出电机中的电流。若该电阻取得过大，则会影响H桥下臂的驱动电压，取得过小，不利于提高检测精度。这里我们取0.1，当电机工作在额定状态时，电流约为5A，此时，压降为0.5V，再将该电压放大5倍后，送入A/D转换通道0。电阻的功耗为：PR耗=I2R=520.1=2.5W。选择0.1，5W的电阻即可满足要求。在输出端通过工频变压器对输出电压采样，滤波整流后送入A/D转换通道1。电路如图3.14：图3.14电压信号采样3.9 按键控制与显示51单片机的机器周期是晶振周期的12分频，通过单片机定时中断查表得方式向D/A输送数据得到正弦波，假设单片机的晶振周期是12M，一个机器周期是T=1us。而要输出50Hz即20ms一个周期的正弦波，建立一个100点的数据表，则单片机要200个机器周期向D/A输送一次数据，在调整频率和幅值时需要大量的浮点计算，单个51单片机不能同时处理键盘，A/D和液晶显示的数据，所以本文用两个51单片机，用单片机A处理键盘和A/D的数据，同时驱动LCD1602显示设定的电压频率和幅值，并显示通过A/D采样的输出电压平均值；单片机B通过串口和单片机A通讯，控制D/A输出正弦波。软件流程如下： 图3.15键盘液晶程序流程图软件参见附录3.10 小结在本小节主要设计和实现了正弦逆变电路，单片机和D/A产生的正弦波信号调制三角波信号产生两路相位相反的SPWM波，通过死区发生和逻辑转换变成4路其中两两相位相反的SPWM波，最后通过光耦隔离驱动H桥对母线电压逆变。4 系统测试与结果分析测试仪器：VC9807位数字万用表，DT9205数字万用表 DS1102CD 100MHz数字存储示波器 12V，6A直流电源4.1.DC-DC升压电路测试给升压电路加12V输入电压，启动升压电路，调节反馈电压的反馈系数（改变反馈分压电阻），使SG3525输出占空比达到48%左右。空载时输入电压为12V，输出电压为380V， 测试波形如下图： 图4.1空载驱动波形关闭升压电路，在升压电路输出端接100W的灯泡，启动升压电路。带载时输入电压为11.8V，输出电压为340V， 测试波形如下： 图4.2带载驱动波形4.2正弦波发生电路测试为单片机模块上电，通过键盘调节使得D/A输出正弦波为50HZ，用模拟电路产生波形和用示波器测试TL082输出端波形分别如图4.3和图4.4: 图4.3正弦波仿真波形 图4.4D/A输出正弦波4.3线性三角波发生电路 给NE555供电测试输出波形如图4.5： 图4.5线性三角波形4.4 SPWM波形 将正弦波和三角波分别加到比较器LM393的同相端和反向端，得到两路SPWM波形，仿真波形和示波器测试波形分别入图4.6和图4.7： 图4.6SPWM波形仿真图4.7SPWM波形测试4.5死区时间测试 通过仿真和通过示波器观察到的死区时间如图4.8和图4.9所示： 图4.8死区时间仿真 图4.9死区时间4.6输出电压波形测试输出电压为高压交流，不能直接用示波器探头进行测试，在这里用600K的电阻和10K的电阻风压，测试10K电阻两端的电压波形，空载仿真波形和测试波形如图4.10，实际波形如图4.11： 图4.10仿真输出波形 图4.11空载输出波形在电源输出端接100W的灯泡，启动电源，带载波形如图所示： 图4.12带载输出波形4.7 电源效率测试 分别给电源输出端加不同阻值的负载，测试输入输出电压和电流的大小，用以测试电源的效率，测试结果如表4.1：表4.1电源效率测试数据记录表输入电压（V）输入电流(A)输出电压(V)输出电流(A)效率()12 02200空