（电力电子与电力传动专业论文）表面式永磁同步电机无传感器控制策略及初始位置检测.pdf

沈阳工业火学硕士学位论文摘要( 2 0 0 i 级) s e n s o r l e s sc o n t r o lf o rs u r f a c ep e r m a n e n t m a g n e ts y n c h r o n o u s m o t o ra n dd e t e c t i o no fi n i t i a lp o s i t i o n a b s t r a c t s e n s o r l e s sc o n t r o lf o rp e r m a n e n t m a g n e ts y n c h r o n o u sm o t o r h a sg o tg r e a td e v e l o p m e n t s i np a s tt e ny e a r s h o w e v e r , v e r yf e w p a p e r sh a v eb e e np u b l i s h e do nt h es u r f a c ep e r m a r l e m m a g n e ts y n c h r o n o u sm o t o r s ( s p m s m s ) t h ed i f f i c u l t yw i t l lt h en o n s a l i e n tr o t o ri st h ee q u a l i n d u c t a n c e sa l o n gb o t hda n dql i k e s s o ，t h ee m p h a s i so ft h i st h e s i si ss e n s o d e s sc o n t r o lf o r s p m s m f i r s t l y ，m a t h e m a t i c sm o d e lo fs p m s m i ss e tu p p w m t e c h n o l o g yb a s e d o n s p a c ev o l t a g e v e c t o ri sp r e s e n t e da n da tt h es a m et i m e ap w ms c h e m ef o rd s pw i mt h ev o l t a g e so ft w o p h a s es t a t o rc o o r d i n a t ei s d e s c r i b e d t h es i m u l a t i o nm o d e lo fp w mi n v e r t e rf o rc l o s e l o o p c o n t r o lw i t hm a t l a bi sd i s c u s s e da n dr e s u l t so f s p a c e v o l t a g ep w m ( s v p w m ) a r ep r e s e n t e d s e c o n d l y ，ak i n do fs e l f - a d a p t i v eo b s e r v e ri se m p l o y e dt oc o m p l e t ee s t i m a t i o n so f r o t o r p o s i t i o na n ds p e e df o rs e n s o r l e s sc o n t r 0 1 a f t e rt h a t ，t h ec o m p a r i s o na b o u tp e r f o r m a n c e sa n d c h a r a c t e r i s t i c so f c l o s e - l o o pc o n t r o ls y s t e m 、v i t la n dw i t h o u tam e c h a n i c a ls e l l s o ri sp r e s e n t e d w h a t sm o r e ，an e ws c h e m ef o rr o t o ri n i t i a lp o s i t i o ne s t i m a t i o n ，v o l t a g ep u l s ev e c t o r m e t h o d ( v p v m ) i si n t r o d u c e d t h ee s t i m a t i o ni sp e r f o r m e db yt h en o n l i n e a rm a g n e t i z a t i o n c h a r a c t e r i s t i c so ft h es t a t o rc o r ec a u s e db yt h em a g n e to ft h er o t o r t h i sm e t h o di sb a s e do nt h e p r i n c i p l et h a tt h ex a x i sc u r r e n tv a l u ed u et ot h ev o l t a g ev e c t o ra p p l i e dt ot h em o t o ru n d e r m a g n e ts a t u r a t i o nc o n d i t i o n si n c r e a s e sa s t h e v o l t a g ev e c t o rg e n e r a t e df r o mt h e i n v e r t e r a p p r o a c h e st h enp o l eo ft h er o t o r f i n a l l y ，e x p e r i m e n t a lp l a t f o r m sa r es e tu pu s i n gd s p t o c o m p l e t e t h ee s t i m a t i o no f r o t o ri n i t i a lp o s i t i o n k e yw o r d s ：d s p ，s u r f a c ep e r m a n e n tm a g n e ts y n c h r o n o u sm o t o r ，s e n s o r l e s sc o n t r o l ， i n i t i a lp o s i t i o nd e t e c t i o n 一2 一 独创性说明 本人郑重声明：所呈交的论文是我个人在导师指导下进行的研究工 作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致 身 的地方 外，论文中不包含其他人已经发表或撰写的研究成果，也不包含为获得 沈阳工业大学或其他教育机构的学位或证书所使用过的材料。与我一同 ： 作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中做了明确的说明并表 示了谢意。 签名：鏖堑亟日期：丝：兰：丝 关于论文使用授权的说明 本人完全了解沈阳工业大学有关保留、使用学位论文的规定，即： 学校有权保留送交论文的复印件，允许论文被查阅和借阅；学校可以公 布论文的全部或部分内容，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论 文。 ( 保密的论文在解密后应遵循此规定) 签名：! 鱼至亟 导师签名：鹚殛敛日期：礁垒：圣! 圭! 沈| j | = 1 上业大学硕十学位论文 1 绪论 1 1 课题研究的目的和意义 近四十年来，由于自动化技术得到了蓬勃发展，特别是电力电子技术的进步促进了 现代电机控制技术的发展，以微电子技术为基础、自动化技术和计算机技术为核心( 即 综合机电一体化技术) 发展起来的交流驱动系统，正在冲击着整个传统工业模式。尤其 在近十年来，现代交流调速技术不断成熟，并朝着数字化、智能化方向发展i lj ，因此对 交流驱动系统进行深入研究就显得十分重要。随着对交流驱动系统研究的深入和对性能 要求的不断提高，涌现了多种复杂而先进的控制算法，单片m c 5 1 、9 6 及多片m c s 9 6 系统 的运算速度已不能满足要求。数字信号处理器( d s p ) 正成为电机控制系统中的首选器 件。d s p 运算功能强大，能实现高速输入和高速率传输数据，专门处理以运算为主不允 许延迟的实时信号，高效进行快速傅立叶变换运算：它包含灵活可变的i o 接口和片内 i o 管理，高速并行数据处理算法的优化指令集，其先进的品质号| 生能可为电机控制提 供高效可靠的平台【2 1 。d s p 由于采用了多总线的哈佛结构，内部设置了专用硬件乘法器 以及专用的d s p 命令，使其具有高速运算功能一在一个机器周期之内就能完成乘法运 算，这比通用微处理机快1 0 1 0 0 倍，能够实时实现复杂控制算法口】【4 】【。随着d s p 技术 水平的提高其价格不断降低且性能的不断改进，使其被广泛应用于交流驱动领域成为可 能。出b s p 组成的全数字化驱动系统可以通过修改控制程序，无须改变系统硬件，便可 以实现不同的控制算法，实现控制的软件化、柔性化，保证实时陛的要求1 5 h ”。 虽然目前感应电动机以其较低廉的价格、可靠的机械特性和优越的高速运行范围成 为广泛使用的驱动电机，但是基于感应驱动电机的驱动系统仍存在一些缺点【8 l 。首先， 矢量控制理论的提出及应用在对感应电机控制方法上有了重大突破，但在低速时其可控 性差、散热性差等问题较难以解决。其次，感应驱动电机的控制技术较复杂，运算量 大。如果采用永磁同步电机作为驱动电机，就可以克服感应驱动电机上述方面的不足。 同时永磁同步电机与电励磁同步电机相比有很多优点 8 】【9 1 ：( 1 ) 无电刷、滑环，消除了 转子损耗，从而可得到较高的运行效率；( 2 ) 同样体积的电动机，永磁式电动机的功率 可做得更大：( 3 ) 转动惯量小，可获得较高的加速度；( 4 ) 转动脉矩小，可得到平 沈阳工业大学硕十学位论文 稳的转矩；( 5 ) 由于是稀土永磁磁极，可以获得较高的磁密度；( 6 ) 紧凑型设计结 构，易于批量加工、安装。由于上述特点，永磁同步电机( p m s m ) 广泛应用于机床进给 控制，位置控制、机器人等领域。 在交流伺服系统中，一般采用测速发电机或光电码盘等传感器检测速度和位置的反 馈量，但也给交流调速系统带来了一些问题【1o 】【1 1 】：机械传感器增加了电机转子轴上的转 动惯量，加大了电机尺寸，增加了电机与控制系统之间的连接线路和接口电路，使系统 易受环境干扰、可靠性降低。而近年来发展起来的无机械传感器控制技术为解决这些问 题提供了良好途径，它利用电机的检测电压、电流和电机的数学模型来确定电机转子位 簧和速度，具有不改造电机结构、省去昂贵的机械传感器、降低维护费用和不怕粉尘与 潮湿等优点。 综上所述，由数字信号处理技术和无机械传感器技术相结合实现的永磁同步电机全 数字化交流驱动系统已成为运动控制领域重要的研究内容。基于d s p 的无机械传感器交 流驱动系统不仅在理论上而且在实践方面都具有重要的意义，并具有极大的潜力。 1 _ 2 无机械传感器技术在同步电机中的应用现状 目前电机控制技术中研究的热点之一无机械传感器技术，己成为交流传动研究 的一大方向。同步电机传动系统需要对其速度和位置进行控制。高精度的电机系统对速 度控制和位置控制提出很高的要求，相应地对传感器的要求提高。目前，传感器向小型 化、低成本和高分辨率、多功能两个方向发展【1 2 1 。电机系统中传感器的存在阻碍了电机 向高速化、小型化发展。因此，无机械传感器技术的研究在高速电机、微型电机的控制 和一些特殊场合具有重要的意义。 最早出现的无机械传感器方法可统称为波形检测法，通过检测物理量波形，找到 反映特殊位置的特征点，用以辨识位置。这些物理量可选择为电机的电压、电流、磁链 和反电动势等，相应方法也很多。口”。同步电机无机械传感器技术是在数字信号处理 器( d s p ) 出现后得以发展的1 14 】- 【1 6 1 。d s p 的高速信息处理能力使无机械传感器控制技术的 复杂算法能得以实现。在无机械传感器技术方面，很多学者进行了研究，提出了较为可 行的方法。现将众多方法归类如下： ( 1 ) 磁链位置估计法 2 沈阳一l - 业大学硕士学位论文 该方法的基本思想是基于场旋转理论：在电机稳态运行时，定子磁链和转子磁链同 步旋转，且两磁链之间的夹角相差一个功角d ，该方法适用于凸极式和表面式永磁同步 电机。 r u s o n gw u 1 7 】提出一种方法：在定子两相静止坐标系中，通过定子电压、电流得到实 轴、虚轴的定予磁链值，根据两相磁链反j 下切值可得当前时刻的定子磁链位置，定子磁 链位置的变化率可得到电机的转速。该方式用到的电机参数不多，所以受参数影响较 小，但电机必须工作在功率因数c o s p = 1 方式下才能实现转子位置估计。 n e s i m ie r t u g r u l 1 8 1 提出了新的位置算法。位置计算基于定子三相a b c 参考模型， 电机端电压和线电流用于估计电机的磁链，而电机的磁链是三相电流和位置的函数。算 法采用双电流环结构，外环用于纠正位置，内环用于纠正磁链。该算法已应用到梯形 波、正弦波的永磁电机，其性能取决于估计磁链和测量电压、电流的精度，因而电机参 数的变化将影响位置估计的精度。 f a r h a dn o z a r ie 1 9 1 对同步电机提出的方法是先对定子磁链的位置进行估计，再实时 估计功角，转子位置则滞后于定子位置一个功角。 ( 2 ) 模型参考位嚣估计法口o l _ 驯 该方法主要思想为：先假设转子所在位置，利用电机模型计算出在该假设位置电机 的电压或电流值，并通过与实测的电压或电流比较得出两者的差值，该差值正比于假设 位罱与实际位置之间的角度差。如果该差值减少为0 时则可认为此时假设位置为真实位 置。采用这种方法位置精度跟模型的选取有关。电机模型有电压模型、电流模型。电流 模型比电压模型低速估计性能更好。 ( 3 ) 卡尔曼滤波器位置估计法 2 4 1 一【2 6 卡尔曼滤波器可以从随机噪声信号中得到最优观测。由于d s p 高速处理器的出现， 扩展卡尔曼滤波器的位置估计法可以在线观测速度和转子位置。采用这种算法计算量很 大，滤波器很难确定实际系统的噪声级别和算法中的卡尔曼增益，且受电机参数的影响 较大。 ( 4 ) 状态观测器的位置估计法 3 沈刚：f ：业入学硕士学何论文 该方法首先将输出变量定义为观测器的状态量，观测器的输出与实际电机检测值作 比较，用其误差来纠正观测器的估计值。状态观测器位置估计法已经在很多种电机上得 到应用。 最早研究的是u e d ar 【2 7 】，在隐极式同步发电机上采用了非线性估计器，将系统和 检测函数扩展成一阶电流估计状态方程，结构相当于扩展的卡尔曼滤波器，但比后者算 法简单。 0 k o n g w ueh 口”提出了一个比较简单的结构，将线性观测器建立在绕线式同步电机 的线性模型上，其性能可以满足在宽调速的工作条件下小扰动的要求。 l u m s d a i n e 2 卅将观测器应用到调速磁阻电机，该电机每相电感的空间变化影响转子 每相磁通变化。因此，电机动态空间变化模型就是一个观测器。由于电机动态和反馈增 益是估计变量的非线性函数，观测器结构为非线性。 y m a s hk f 3 0 1 提出种非线性观测器用于同步发电机，采用线性恒定增益，电机模型 采用非线生模型，其缺点是位置估计不能快速收敛。 g h a r b a nck 3 1 1 提出一种复杂结构的观测器，运用最优估计理论，针对随动系统噪 声和检测噪声，观测器可实现最优。系统噪声来自于模型误差和外部干扰，观测器类同 于卡尔曼滤波器，但观测器的阶数很高，为1 4 阶，导致计算量很大，很难实时应用。 ( 5 ) 检测电机相电感变化的位置估计法 在凸极式永磁同步电机( i p m s m ) 中，绕组电感的变化为转子位置的函数，因此 可通过绕组电感的变化可用来获得位置信息。 b i n n srj 口2 1 提出了用等效电阻和电感建立线圈的近似模型，检测每相绕组自感和 内部绕组互感变化，用于估计转子位置。该控制方法不足之处是难以在线检测位置。 k u l k a r r iab 【3 3 1 提出了一种查表法。每i p m s m 的电感可从电机的电压、电流信息 中计算得到，- - , g 电感对应的位置存储在表中，通过查表可以得到估计位置。该方法不 足之处是存储位置信息的所需存储器容量大。 l o r e n zrd 3 4 h 刈提出了高频信号注入法( i n f o r m ) ，其原理是向定子中注入一 高频信号，利用i p m s m 本身的凸极| 生获取转子信号，可以用来估算转子初始位置，这 种方法受电机参数影响很小，在极低速仍可获得较好的动态性能，然而高频信号注入法 4 沈t 业大学硕士学位论文 对表面式永磁同步电机( s p m s m ) 却是无效的，因为表面式永磁同步电机d 轴电感和 日轴电感相同，没有凸极性。 无机械传感器技术的应用给永磁同步电机带来了起动问题。机械式位置传感器能探 知电机静止时转子磁极位置，使电机和逆变器配合工作于自控同步状态，因而电机起动 不会失步。无机械传感器技术无法在电机静止时从电机的电气特性知道转子的初始位 置。只有电机起动到一定的转速后，电机才能正常运行于无位置传感器状态下。【因此， 起动问题是同步电机实现无位置传感器运行的一大问题。 初始位置的检测是电机起动中的首要问题。最早提出的策略是任意开通两相或三相 绕组，希望转子停在某一确定位置。e n d ot 【3 7 1 提出在电机每相加上一频率逐渐增加的信 号，使电机加速到可辨识转子位置信息后，再切入无机械传感器运行。m a t s u in 3 8 提出 采用专门p w m 模式使转子停在某相绕组位置上，再采用常规控制方法起动电机。以上所 述的策略动态响应差，转子工作于摆动模式，不能得到静止时转子准确的初始位置，而 且如果电机系统起动过程一旦中断，在短时间内难以找到转子实际位置，也不能实现平 滑起动。c a r d o l e t t il 3 9 1 根据永磁电机每相电感的变化是位景的函数这一原理来起动 永磁电机。s c h r o e d tm 4 0 】 4 2 1 采用在线式电抗检测的非直接磁通检测法( i n f o r m ) 。 i n f o i t i 方法通过卡尔曼滤波器来改善位置精度，该方案称电机静止时也可得到系统的 高动态性能，目前，无位置传感器技术应用在表面式永磁同步电机矢量控制中的应用 现状如下：基本上省去了电机系统的传感器部分，达到无机械传感器运行：算法复杂，受 电机参数影响大：没有凸极性，导致许多方法失效，转子位置很难估计；起动问题尚未 找到完美的答案：低速运行还存在问题。 1 3 论文的主要内容 本文在第二章给出了表面式永磁同步电机在不同坐标系下的数学模型以及各坐标系 问的相互转化方法。这些数学模型和电磁约束关系为以后几章的控制提供了理论基础。 第三章主要叙述了基于空间矢量的p w m 波原理，并给出在d s p 中产生三相p _ l v i 波的 计算方法，利用m a t l a b 仿真工具箱对p w m 的产生过程进行了仿真。 第四章首先介绍了反电势积分法所用到的几种观测器，并选用自适应补偿观测器进 行无机械传感器控制，通过仿真验证了方法的可行性。 5 沈阳工业火学硕士学位论文 程。 第五章介绍一种电机静止时转子初始位置的估算方法，该方法简单可靠，易于编 第六章搭建硬件电路，对初始位置估算法进行实验验证。 6 沈刖j 一业大学硕士学能论文 2s p m s m 的数学模型和理论基础 2 1 坐标变换原理 2 1 1 三相定子坐标系和两相定子坐标系之间坐标变换 定义c ，为三相定子坐标系到两相定子坐标系的变换阵( 以下简称3 2 变换阵) 得 7 2 1 一二 。鱼 1 q j ( 2 1 ) 由两相定予坐标系到三相定子坐标系变换阵( 以下简称2 ，3 变换阵) 可以由3 2 变 换阵求逆获得： c = ； 1 0 13 22 1 压 2 2 ( 2 2 ) 在变换过程中，保持了矢量的幅值不变，因此3 2 变换阵有系数昙，2 3 变换阵 有系数呈3 。如果把三相合成矢量的幅值定义为实际值的争则变换阵系数皆为l a 如果 在变换过程中不是保持幅值不变，而是保持功率不变，变换阵系数皆为- t 6 。 却十捌 旺， 当a ，b ，c 各相绕组上的电压与电流分别为相位互差1 2 0 0 的正弦时，在d ，g 绕组二的电压与电流为相位互差9 0 0 的正弦。三相绕组与两相绕组在气隙中产生的磁势 7 沈阳工业大学硕+ 学位论文 2 1 2 两相定子坐标系( 口) 和同步旋转坐标系( dg ) 之间坐标变换 c 哆，为a 卢坐标系到dg 坐标系的燃晡c = 既- s i n ( o 。d q) 嚣ji ，c 71 lj l “e ，j 4 飙坐蹶帅坐标系的旋转矩阵，c = 匿- s i n ( g ) 嚣”。是口坐标系 和dq 坐标系之间的夹角。 2 2s p m s m 的数学模型 为了简化分析过程，忽略一些次要因素，作如下假设： ( 1 ) 忽略漏磁通的影响。 ( 2 ) 电机运行时不考虑磁饱和现象，即定子各相绕组的电感l 和通入绕组中的电 流大小、相位无关。 ( 3 ) 定子各相绕组的电枢电阻阻值相等：定子各相绕组的电感相等。即： r 。= r 自= r 。= r rl 。= l 6 = l 。= l r ( 4 ) 气隙分布均匀，磁回路与转子的位置无关，即各相绕组的电感与转子位置无 关。 ( 5 ) 转子磁链在气隙中呈正弦分布。 2 2 1永磁同步电机在两相定子坐标系下的数学模型 表面式永磁同步电机在两相定予坐标系下的数学模型： ； = r 口+ p l 。，+ o ，i jl f ，1 0 ，1 0 r p l j + 。 啦 一c s 0 1 s n ( o i 7 c ：。， m 儿，+ 一儿如j 、卵l 。) j 其中圪、分别为口卢轴电压，。、，口分别为口、轴电流，r 。、r 口为电机 口、p 轴电阻r 。= r 。= r ，三。、屯分别为a 、轴电感l 。= l 口2 l ，p 为微分 算孑，l j 妇p 2 _ 和f 。 2 2 2 永磁同步电机在同步旋转坐标系下的数学模型 电机在旋转坐标系中的电压回路方程： 8 ， 沈阳 ：业大学硕十学位论文 【琵l = 1 月+ l j l j # o ，pr 一：4 l q ；i l ：l + 。y 肋 一c 0 8 i s n ( a o 口) c z s ， l _ jl ， + p j l o ，j 。“肋l j 其中0 9 。是旋转坐标系的转速，国。是转子的转速，a 0 是同步旋转坐标系和转子直 轴和交轴的夹角。如图所示； q 、止 转子直轴、d 图2 in 步旋转坐标系与转子位置关系 当d ，q 轴的旋转速度和转子旋转速度一致( 。= f - o 。) 时，可以得到永磁同步电机 在同步运转时的电压回路方程： 趁 = r l + 。l ，d ，p 二：z ； ： + 脚。伪 ； c z s ， 2 23 永磁同步电机的运动方程 电机的运动方程描述如下： 孥= ( r e t t - b c o 。) j ( 2 7 其中贮是电磁转矩，z 是负载转矩，b 是粘滞摩擦系数，j 是转动惯量。 疋= p p ，+ ( 岛一l q x i d j 。 ( 2 8 ) p 为极对数，为永磁体磁通。 当采用i 。= 0 的控制方案时，电机的转矩方程变为： 疋= p pr ，。 ( 2 9 ) 对于一个给定的电机p 、，都为常数，因此电机的输出转矩与电流，。呈线形关 系，也就是说只需控制电流，。的大小就可以控制电机的输出转矩。 9 沈刚： 业大学硕士学位论文 3 基于空间电压矢量的p w m 技术 电动机调速系统的性能好坏关键是能否实现转矩的高性能控制，1 9 7 1 年，由 剐a s c h k e 等人首先提出了交流电动机的矢量控制( t r a n s v e c t o rc o n t r 0 1 ) 理论，从 理论上解决了转矩的高性能控制问题。 为了能达到高性能，空间旋转磁场应当尽量为圆形，因此要把电压矢量作为一个整 体来处理产生p w m 波。这种p w m 调制方法称为基于空间电压矢量的p w m 技术。 3 1 基于空间电压矢量的p w m 原理 永磁同步电动机正常运行时，a 、b 、c 三相相电压表示为： 圪。= 矿拒c o s ( o ) 。r ) = y 扼c o s ( o ) 。卜等) ( 3 1 ) = 矿压c o s ( o ) 。卜孚) 三相逆变电路如图3 1 所示 0 图3 1 三相逆变电源 图3 2 a 、b 、c 三桥臂等效电路 将逆变桥的i g b t 看作理想开关，并定义开关量爿、b 、c 分别代表4 、b 、c 三 相的丌关状态。x = 1 ( x = ( a ，b ，c ) ) 表示上桥臂开通；x = 0 ( x = ( a ，b ，c ) ) 表 示下桥臂开通。对于不同的开关状态组合，电压嵋( 的值如下表所示( 表中v d c 为直流母线电压) ： 在任意时刻爿、b 、c 三个桥臂的等效电路见图3 2 ，有如下等式成立： 1 = + z 。 = + z ，6 ) l = k + z ，。 1 0 沈f ll ：业大学硕士学位论文 将三式联立，导出：3 = p 0 + 8 + c + z ( ，。+ 6 + 。) 因为，。+ b + ，。= 0 ，所以可以推出a 、b 、c 三相电压 表3 1 开关状态组合 abc p v b o 。 o0 o- v d c 2 一v d c 2一v d c 2 001 一v c d 2- v c d 2+ v c d 2 0l0 - v c d 2+ v c d 2一v c d 2 01l v c d 2+ v c d 2+ v c d 2 loo + v c d 2v c d 2一v c l 2 lol + v c d 2 v c d 2+ v c d 2 1lo + v c d 2+ v c d 2一v c d 2 1l1 + v c l ? 2+ v c d 2 + 、d 2 i = 一= ( + + 。) 一= 号一 一 。 。= 。一。= ( + v o = + c ) 一= 一i ，v , + 号一 c ( 3 3 ) l = 一v o ，= ( + + ) 一= 一 一 + 号。 根据表3 1 和上式可以得出： 表3 2 开关状态组合 abc y b wv o w 0o0oo0 0o1 一v c d 3- v c d 32 v c d 3 0lo v c d 3+ 2 v c d 3一v c d 3 o1l 一2 v c d 3+ v c d 3+ v c d 3 1oo + 2 v c d 3一v c d 3 一v c d 3 1o1 + v c d 32 v c d 3+ v c d 3 l10+ v c d 3 + v c d 32 v c d 3 l11000 望堕兰些查堂堡主堂垡堡壅 因为线电压驴。、p 乙分别表示为： i e = 一 ，= 一 ( 3 4 ) 【= k 、一 所以当4 、b 、c 三桥臂的i g b t 的开关状态不同时，线电压的变化如表3 3 所 示，其中电压值是将系数v d c 提出以后所得到的。 表3 3 开关状态组合 abc 吒匕匕6吒。 o00o00oo0 10o 2 3- 1 3- 1 3 l0一l 11o 1 31 32 3 o11 o1o一1 3 2 31 3 一l1o o112 31 31 3- 1ol 0o11 3- 1 32 3 0一l1 1o11 32 31 3l一1 0 1l100o 0o0 根据空间电压矢量的定义，可以得到八 个夹角互差6 0 。基本控制矢量： 圪= v d ce j t k - o ； ( k 表示扇区 号，k = l ，2 ，3 ，4 ，5 ，6 )( 3 5 ) ：以：0 ( 3 ，6 ) ”1 。 和巧p 为零矢量，其它六个矢量被为 工作矢量。八个基本矢量的分布如图3 3 ： 0 0 根据矢量合成原理可知，在口坐标系中的 图3 3 基本电压空间矢量图 任意一个矢量都可以由八个基本矢量中的与这一矢量相邻的两个基本矢量来合成。 。1 2 婆型i ! 些查堂堡鲎堡堡二! 一 一个丌关周期t 内，d 坐标系中合成矢量k 的作用效果和相邻两个基本矢量分 另l l , f q l7 , 、疋的效果一致。因此知道基本矢量的作用时间瓦( k = 0 ，l ，2 ，3 ，4 ，5 ，6 ，7 ) ，就 可以计算出脉冲宽度。基本矢量的作用时间可以由( 3 7 ) 计算： f 丁= t + 弓+ 瓦( 37 ) 1 = t v x + 孚y 。 其中矿，、。表示两个相邻的矢量，z ：、l ，表示两个相邻矢量的作用时m ：瓦表 示零矢量作用的时间。如图3 t 4 所示，对于第三扇区则有， f = 铡训c o s ( 3 0 。)( 3 8 ) 1 = 钏圳+ 志 求解此方程组就得到了在第一一扇区由吃、表示的矢量作用时f 剐表达式： 【= 蠢( 3 一4 3 g ) ( 3 9 ) l瓦= 4 3 蠢 其他扇区的求解过程和第一扇区一样，这样就可以得到了八个基本矢量的作用时 问。由作用时间便可以确定i o b t 的动作时间，从而产生p 哪波进行控制。 3 2 扇区判断方法 列于无速度传感器的闭环控制，通常采用圪、获得扇区。八个基本矢量及扇区 5 n i ，垒“图3 3 所示。根据i f 切函数智秽= 罢在【0 ，2 万】内的单调性，确定判断扇区的方法 定义= v 毛= 西；一v j v ；= 一西y ，一vs 荇 0 那么爿= 1 否则爿= 0 0 那么丑= 1 否9 1 i l b = 0 0 那么c = 1 否则c = 0 1 3 图3 4 参考电压矢量 沈i 塑王些_ 人堂堕堂垡笙壅 得：扇区号= 4 + 2 b + 4 c - 3 3 三相p w m 调制与波形 本文选用三相p i d j l 波调制，不同扇区的调制模式如图3 4 所示。在3 1 节中介绍了 八个基本矢量作用时间的求解方法，为了求解方便定义变量x 、y 、z ，则有： v 出。r = 盟糌l 、，刊3 m ，乡， ( 3 1 0 ) iy = v 出rv 口+ 号y 止7 lz = 孚矿女。r 矿口一号y 。 吃 其中p w m p r d 是p 嘶周期计算值。由x 、y 、z 求出不同扇区的计数值正、疋，如下 表所示： 表3 4 相邻矢量作用时间 s e c t o rl23456 五 zy- z- xx- v 疋 yxxz- vz 由计数值正、疋可以求得d s p 中的p w m 波脉宽汁数器c m p r l 、c m p r 2 、c m p r 3 的计 数值： f拜-一tpwmrrd-t,-?1 b = d + 正 ( 3 1 1 ) c = b + 五 要注意不要使a 出现负值，因此当瓦+ 疋 p w m p r d 时，要对正、砭进行限 制，此时五、疋进行限制，此时卟t 分别为： 苎2 j 冀 ( 3 1 2 ) h = 毛等挚 1 4 一鲨型兰些盔堂堕圭堂焦丝塞 ；聃：t d z ；m ：职：矾：矾； a ! 广_ 1 l 一 5 ： ：厂丁可 ：一； c ：r 一1 11 ： ：。酏：q ：u ：q ： ( 0 0 ( 1 x l i o ) ( i li ) ( 1j 0 ) ( 1 0 0 ) ( 0 0 0 ) s e c t o r3 + ；t j 4 ；1 i ，2 ；t , 2 i 矾i 聊；聊一掣； ；： 2 i ： i ； ：li i l c ； ；厂l ： ； 。：广1 j n ：厂 ； ；。u 2 碣20 1 11 u 船! “ q ! ( o o o ) t o l d 如l l j ( t 1 1 ) ( 0 1 1 ) o l o i ( o o o ) s e c t o r 5 ：；忑，2 ； r l 2 ：矾 碘：础i 研； ：j ： ! ! ! b ： ：厂 ：一： c ；! 广 ；! ! a ：厂1 ； ：1 ；t ：r 1 ： l： ： ； f j ：2 u 。u j = 2o u , 。： 。( c 0 0 ) 二i 呗1 0 l i ( l n ：( 1 0 1 ( 0 0 l ( 0 0 0 ) ： b i 础；耻；耻： t j 2 ：；1 弘 c ：广1 ；! ： t l 。0 1u 。 ( 0 0 0 ) 。( o r 0 x t i o j ( 1 1 1 【1 t o j _ l ，f 时，滤波器可视为积分器，当国接近l r 时，滤波 。2 1 沈阿j 工业大学硕_ ：学位论文 器表现出随时间对初始分量具有衰减作用。如图4 4 所示，当一j 下弦波信号输入积分器 后，此处相当于电机的反电势信号输入，从解析式来看，正弦信号如果初始值不在峰值 处，则积分器输出出现直流偏移，而一阶滤波器的输出直流分量随时间快速衰减。输出 信号如图4 2 所示，采用纯积分器的输出信号始终含有直流分量，而补偿积分器的输出 信号直流分量很快可衰减为0 ，信号仍然以0 为中心交替变化。 图中，b = 图4 4 积分器和滤波器对正弦信号响应的解析式 i 时间( s )时间( s ) 图4 5 电机两相电流曲线图4 6 电机转子角度曲线 图4 5 和图4 6 为电机从起动到稳态运行过程中，采用补偿积分器来矫正因为磁链 初始值和转子初始位置不准确而引起的磁链估计偏差，并估算出转子位嚣。从图中看 到，补偿积分器的作用还是较明显的，电流的振荡有很显著的改善，波形正弦度也有了 改善。但补偿积分器并不能完全解决转子初始位置和磁链始值问题，可以看到在低速时 转子位置波形发生畸变。这是因为电机在零速和低速时其反电势并非正弦，而一阶滤波 器对不同频率的输入信号具有不同程度的衰减和相移，因而不能达到电机系统在整个速 度范围内性能最优。如果滤波器工作点选择不恰当反而造成系统性能的下降。因此磁链 2 2 - 沈阳工业大学硕：e 学位论文 估计问题的解决应该寻求更多的不同的解决方法，但在改善电机转矩的振荡且对系统实 时控制周期不大的前提下，该方案是个简单、现实可行的方法，通常采用一阶滤波器 进行磁链估计的电机速度调节范围为i ：1 0 4 引。 4 4 自适应补偿位置观测器 前面谈到，纯积分器和一阶滤波器用于磁链估计都存在一些应用上的问题。电机高 速时，纯积分器可以准确估计定子磁链，而一阶滤波器对电机低速时定子磁链估计中出 现的直流偏移和误差积累等现象具有较好的抑制作用。由于交流电机控制普遍需要对磁 链的准确观测，而且“一i 模型进行磁链估计对电机参数有很好的鲁棒性，因而积分器 的研究仍然是一些学者研究的重点。本文引用了一种改进积分器1 方法用于定子磁链观 测。该方法是针对交流电机的磁链估计提出的。出于其根据输入信号频率的不同，结合 了纯积分器和一阶滤波器两者的优点，因此该方法具有较高的应用价值，有效地扩大了 电机系统的调速范围，使观测的磁链更接近电机的实际磁链。现将该方法介绍如下： 改进积分器方法的主要思想可以通过式( 4 11 ) 来表述。 1 v = ! 一x + 竺一： ( 4 1 1 ) s + 。s + 甜。 其中，x 为积分器输入信号，z 为补偿信号。假设补偿信号为0 的话，此时积分器 为一阶滤波器。当补偿信号为积分器输出y 时，则改进积分器相当于纯积分器。因此， 适当选择积分器的补偿信号后，改进积分器可以获得较纯积分器和一阶低通滤波器更优 的性能。 改进积分器的三种结构形式如图4 7 所示。其中，图( a ) 是具有饱和反馈的改进积 分器形式，该积分器输出信号兄包括两个分量：前馈分量和反馈分量。如果输入信号频 率远大于改进积分器的截止频率，那么反馈通道的增益接近0 ，因此反馈信号分量很 微弱，输出磁链信号主要是前馈分量。在电机低速运行时，反电势输入信号e m f 的频率 比较低，此时反馈通道对于减小输出信号的直流偏移和饱和起着重要的作用。假定反馈 信号没有超过反馈限幅基准l 时，那么补偿信号为实际积分器输出信号，则改进积分器 的作用相当于一个纯积分器。如果磁链反馈信号超过了反馈限幅基准，则积分器的输出 表示为式( 4 11 ) 。采用这种算法带来的影响是反馈过程中由于饱和限幅器的限幅作用 2 3 - 沈r i 工业人学硕士学位论文 幅值限定的改进 ( c ) 白适应改进积分 图4 7 改进积分器的三种结构形式 2 4 沈阳：【：业人学硕士学位论文 可能造成输出信号波形畸变。该积分器的关键是饱和限幅器的限定基准的确立。为 了减小输出磁链的直流分量，通常将饱和限定基准确定为给定电机磁链幅值。如果饱和 限定基准高于电机磁链幅值，则输出信号仍然含有直流偏移信号，且随着基准和电机磁 链幅值相差越大，实际磁链直流偏移越大；如果饱和限定幅值低于电机磁链幅值，输出 波形中不会存在直流分量，但会造成磁链波形畸变，相当于磁链还未达到最大值时由于 限幅的作用使之相位提前，由此可见，采用恒定值对交流信号限幅可能由于直流限幅基 准选择不当导致输出信号波形的畸变。 第二种积分器结构的提出是对第一种积分器的改进。该结构适用于恒磁链交流电机 磁链估计。如图4 7 所示，将输入反电势由三相a b c 坐标变换到两相。猡坐标上，两 相9 坐标上的磁链可由反电势积分得到。磁链幅值定义为川= ( 程+ 乃) ，饱和限幅 器对直流信号进行限幅，因此对第一种积分器相位没有影响。磁链相位则通过直角坐标 和极坐标之间两次转换仍然保持原来反馈输入磁链的相位。该方案有效地解决了第一种 方案中存在的磁链波形畸变问题，从而改善了积分器输出信号的质量。但是该方案还存 在磁链幅值与饱和基准之间的设定问题，磁链估计的准确性仍然受饱和限幅基准选取的 影响，且该算法要求电机磁链幅值恒定，而不适用于电机磁链幅值变化的场合。 第三种改进积分器为自适应积分器，它可以用于磁链幅值不恒定的场合，其结构形 式见图4 7 ( c ) 。该算法用到了自适应控制器。其理论是电机磁链正交于反电势，因 此，算法中用到所谓正交检测器用于检测估计磁链和实际反电势之间正交度，由正交检 测器输出偏差信号经个比例一积分调节器产生相应的补偿基准，其幅值大小由 丑矿( 女。+ 生) 生堕掌坐坠 ( 4 1 2 ) 5 i , t l ( 4 1 2 ) 决定。积分器中的补偿基准相当于前两种算法中饱和限定器的输出信号。可 见，在反馈信号饱和时，补偿基准幅值不再是固定不变。 自适应控制器的工作原理可以通过矢量图4 8 来阐述。估计磁链石是两个矢量五 和五的合成，前馈矢量互为低通滤波器输出( 元：和l ，) ，反馈矢量五由无：和k 组 成。理想情况下，磁链矢量正交于反电势矢量，则正交检测器的输出8 为零。当初始 2 5 沈工业大学硕士学位论文 值或直流偏移加入积分器，以上正交关系破坏后，则磁链和反电势之间夹角丫不为 9 0 0 ，其偏差信号定义 a e = 夏丽, f i t x l = ( 兄p 8 璎磊+ a 。e 璎疋j l 丑i = l p 蠼，_ l c o s y ( 4 1 3 ) 假定由于直流偏移或初始值问题引起反馈矢量幅值 增加，如图4 8 所示，反馈矢量由互，增至疋，相应地 估计磁链由夏变化到互，这时，相角1 ，大于9 0 0 。因 此正交检测器产生负向误差信号，比例一积分器输出的 补偿基准t 。将减小。由于反馈环节补偿基准降低，磁 链矢量夏也跟随调整变小。调整的最终结果是磁链矢量 声 c o yc 乏翮 v y 7 飞 、iv 五 f 、，v ， 料- 图4 8 自适应控制原理矢量 互回复到原来相角9 0 0 位置，而重新建立起磁链和反电势正交关系。同样，如果相角小 于9 0 0 ，则控制系统经过相反的调整过程使相角回复至l j9 0 0 。因此，改进积分器通过自 适应控制器来调整磁链补偿基准，以解决磁链估计中出现的初值和直流偏移问题。 本文采用改进积分器算法3 来消除贴面式永磁同步电机无机械传感器控制中积分器 初值不准确、直流偏移和误差积累对定子磁链估计的影响。由于磁链估计存在初始条件 不准确因素，因此，采用该算法可以很好地解决控制系统中磁链的准确观测问题，从而 可以准确估计电机运行状态下转子的位置。图4 9 为采用自适应观测器估算出的不同转 速下的定子两相磁链波形，可见磁链仅在很短的时间内( j r i 估算转子速度l ll i g 2 i q i n t 及其它变量初始i 了速度计算( 1 1 ) 更新速度计数器 n = k s p e e d + s p e e d t m p 上 采样电流计算 i = k c u r r e n t * a i x ； 卜一 速度p i 调节 嚣 ( a , b ，c ) _ ( d ，1 3 ) 变换 计算s