（电力电子与电力传动专业论文）三相高功率因数整流器的新型数字控制方法.pdf

an e wn u m e r i cc o n t r o lm e t h o do ft h r e ep h a s eh i g h p o w e rf a c t o rr e c t i f i e r a b s t r a c t t h et r a d i t i o n a lr e c t i f i e r sp o l l u t et h eg r i ds e r i o u s l yd u et ot h eu s eo fn o n l i n e a r c o m p o n e n t sa n de f f e c to fo u t p u tf i l t e rc a p a c i t a n c e w i t ht h ec o n c e r r lo n 酣d p o l l u t i o ni n c r e a s i n g ，m o r ea n dm o r er e s e a r c h e sf o c u so nh i g hp o w e rf a c t o rc o n v e r t e r a m o n gt h et h r e e - p h a s ep o w e r - f a c t o rc o r r e c t i o nc i r c u i t s ，t h ef u l ld e c o u p l i n g c i r c u i ti se s p e c i a l l ys u i t a b l ef o rh i g hp o w e rf i e l d sb e c a u s eo f i t sh i g hi n p u tp o w e ra n d g o o de l e c t r i c a lp 幽m 姐c e t h i sp a p e ra n a l y s e sp w m b o o s tr e c t i f i e rw h i c hi st h e t y p i c a lc i r c u i to fd e c o u p l i n gc i r c u i t s ，a n dd os o m er e s e a r c ho nt h em a t hm o d e l t h e t h e o r ya n dc o n t r o ls t r a t e g yo fs v p w i v la r ea l s oi n c l u d e di nt h i sp a p e r an o v e l c o n t r o la l g o r i t h mf o rv e c t o rc a l c u l a t i n gi sp r o p o s e d n l en e wc o n t r o la l g o r i t h mc a n i m p r o v et h ea c c u r a c yo fs w i t c h i n gv e c t o ra n dr e d u c et h ec a l c u l a t i n gt i m e t h es m a l l s i n g l em o d e li sb u i l tb a s e do nt h ee q u a t i o no ni n s t a n tp o w e r , w h i c hp r o v e st h a tt h e r e c t i f i e ri sn o tas m a l l e s tp h a s es y s t e m t h ev o l t a g ec o n t r o l l e ri sd e s i g n e d 硒ap i a d j u s t e rb a s e do nt h et h e o r y t h es o f l 3 v a r es i m u l i n k ，o n em o d u l eo fm a t l a b ，i su s e d t ov e n f yt h ec o r r e c t i o no ft h et h e o r y a tl a s t , t h ed e s i g na n dt h e o r ya r ev e r i f i e d e x p e r i m e n t a l l yo n alk w ，1 0k h z , t h r e e - p h a s eb o o s tr e c t i f i e r k e y w o r d s ：t h r e e - p h a s ep o w e r - f a c t o rc o r r e c t i o n ；p w mr e c t i f i e r ；d e c o u p l i n g 图1 1 图1 2 图1 3 图l - 4 图1 5 图1 6 图l - 7 图1 8 图1 - 9 图2 1 图2 2 图2 3 图2 4 图2 5 图2 6 图3 1 图3 2 图3 3 图3 - 4 图3 5 图3 6 图4 1 图4 - 2 图4 3 图“ 图4 5 图4 6 图4 7 图4 8 图4 9 图4 1 0 图4 1 1 图5 1 图5 2 图5 3 插图清单 a c d c 前端电路2 输入电压与电流波形。2 电压源型p w m 整流器：。4 三相单开关基本电路。4 主开关管零电流关断图。4 两个单开关三相p f c 交错并联5 三电平p f c 整流电路6 三相c c m - b o o s t 整流电路7 基本电压空间矢量7 p w m 整流器模型电路9 p w m 整流器交流侧矢量关系9 三相p w m 整流电路主电路1 1 三相p w m 电路交流侧等效电路及a 相向量图l l p w m 整流器高频模型等效电路图1 5 a - 1 3 两相静止坐标系下高频模型等效电路图。1 6 三相p w m 整流器主电路1 7 基本电压空间矢量1 9 四种矢量合成法2 0 开关函数信号2 l 七段式电压空间矢量的p w m 波形2 2 系统控制框图2 6 三相高功率因数整流器主电路2 8 系统闭环控制框图2 8 s i m u l i n k 仿真主电路图3 2 三相s v p w m 鞍形波输出波形3 3 两相鞍形波相减3 3 输入电流和电压波形3 3 三相输入电流图3 3 输出电压波形3 3 输出电压上升波形3 3 负载突减波形图3 4 负载突增波形3 4 主电路拓扑3 5 a 相等效电路3 7 电流过零处附近一个p w m 开关周期中的电流跟踪波形3 7 图5 - 4 图5 5 图5 - 6 图5 7 图5 - 8 图5 - 9 图5 1 0 图5 1 1 图5 1 2 图5 1 3 图5 1 4 图5 1 5 图5 1 6 图5 - 1 7 电流幅值处附近一个p w m 开关周期瓦电流波形3 8 功能模块原理图4 0 交流电流检测信号4 l 直流电压检测电路4 1 m o s f e t 管驱动电路4 2 主程序框图4 3 中断服务程序程序框图4 3 直流电压采样程序框图“ 交流电流采样框图 防积分饱和p i 调节器。4 5 s v p w i v l 算法程序框图4 6 输入电流和输入电压波形4 7 输入两相电流波形4 7 输入电流和输出电压波形4 7 表格清单 表3 m !开关状态和输入相电压与线电压的对应关系1 8 表3 - 2开关状态与输入相电压在a b 坐标系中关系1 8 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果 据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写 过的研究成果，也不包含为获得 金g b 王些盘坐 或其他教育机构的学位或证书而使 用过的材料与我一同工作的同志对本研究所傲的任何贡献均已在论文中作了明确的说明 并表示谢意 学位论文作者签名： 张咋 签字日期砷年捐7 日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解金a b 王些盔堂有关保留、使用学位论文的规定，有权保留 并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘，允许论文被查阅和借阅。本人授权金 目垦至、业太堂可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、 缩印或扫描等复制手段保存、汇编学位论文 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权书) 学位论文作者签名： 张略 i 签字日期川年r 月7 目 学位论文作者毕业后去向： 工作单位： 通讯地址： 翩戳。叩 签字日期巾7 年如7 日 电话； 邮编： 致谢 在本人攻读硕士学位三年的时间里，自始至终得到了我的导师杜少武教授 的悉心指导和无微不至的关怀照顾，无论从课程学习、论文选题，还是到收集 资料、论文成稿，都倾注了杜少武老师的大量心血。在学术上，杜老师渊博的 知识、严谨的治学态度、求实的科学精神和精益求精的工作作风值得我认真学 习；生活中，杜老师开阔的胸怀、豁达的人生态度，平易近人、诲人不倦的良 师风范向我展示了为人的道德风尚；杜老师对我的谆谆教诲也将使我受益终生。 在此谨向恩师杜少武教授致以最诚挚的敬意和衷心的感谢。 在学习、科研和论文工作中，还得到张兴教授的热情指导；同时得到了我 的师兄蒋劲松和同学陈中、丁莉、陆源、郝欣、张海云、韩斌、吴玉杨等的大 力帮助，感谢我的师弟师妹们在论文过程中的帮助和启发，在此对他们表示由 衷的感谢。 感谢我的家人，他们对我的关心和鼓励是对我最大的支持，我的任何成绩 都应该归功于他们对我的教育和支持。 感谢所有的同学给予的帮助。 作者：张炜 2 0 0 7 年4 月 第一章绪论 开关电源由于其效率高、功率密度高等特点取代线性电源而在电源领域里 占主导地位然而开关典源主要是通过整流器和电网相连接的，传统的整流器 是由二极管或晶闸管组成的非线性电路，在电网中使用会使电网产生大量的谐 波电流，这样的谐波电流对电网有危害作用，使得输入端的功率因数下降。 针对高次谐波危害，我国国家技术监督局1 9 9 3 年颁布了g b t 1 4 5 4 9 9 3 电 能质量公用电网谐波，国际电工委员会o i ；c ) 在1 9 9 8 年制定了i e c 6 1 0 0 0 3 2 标准。这些要求迫使交流输入电源必须采取措施降低高次谐波含量，提高功率 因数。由于人们越来越重视谐波污染，对绿色电源的要求越来越迫切，功率因 数校正技术作为开关电源的一个重要研究方向越来越被关注【4 】。 1 1 功率因数和t h d i s l 1 1 1 功率因数的定义 根据电工学的基本理论，功率因数( p f ) 定义为有功功率( p ) 和视在功 率( s ) 的比值，其表达式为： p f ：三：坐笆竺；生坚- ，c o s a( 1 1 ) s u rl r 。 式中； 为输入电流基波有效值：最为电网电流有效值，厶= 2 + l 2 + l 2 ， 其中 ，丘，厶为输入谐波各次电流有效值；矾为输入电压基波有效值；t 为输入电流波形畸变因数：c o s a 为基波电压和基波电流位移因数。 以上可见，功率因数是畸变因数和位移因数的乘积，c o s ( i 越小，则设备的 无功分量越大，设备利用率低；t 越小则设备的谐波电流越大，造成电流波形畸 变，对电网造成污染。 1 1 2a c - d c 电路输入功率因数和谐波的关系 定义总谐波畸变( t h d ) t h d = h z , = ( l 2 + 2 + l 2 ) 2 ( 1 2 ) 五为所有谐波分量总有效值。 畸变因数，r = 1 q l + r h d 2 当a = 0 时阿= 1 1 , = 1 4 1 + r n d 2 1 2 整流电路对功率因数的影响 对于相控整流电路而言，功率因数低的主要原因是由于受可控硅控制角影 响，使得电流滞后电压，导致c o s c t l ，降低了功率因数。改善的方法是在负载 端并联一个性质相反的电抗元件。如果电网呈感性，通常采用电容补偿方法。 对于开关整流电路而言，如图1 1 所示，a c d c 前端由桥式整流器和大电 容组成。在此电路中，只有当输入电压的峰值大于电容两端的电压时，才有输 入电流通过，如图1 2 。这时输入电流i 呈尖脉冲形，产生一系列谐波，使功率 因数降为0 6 0 7 造成功率因数低下的主要原因是电流波形的畸变。 2l2i l卜 u ； c =：rii i u 帐t | | w 一 图1 1a c d c 前端电路 图l - 2 输入电压与电流波形 1 3 谐波电流对电网的危害及其对策 谐波电流对电网的危害主要表现在一下几个方面： 谐波电流流过线路阻抗而产生谐波压降反过来使电网电压产生畸变，即 所谓的“二次效应” 若谐波电流产生电动力的频率接近于定转子零部件的固有频率时，电机 会产生强烈的振动，并伴有极大的噪声 引起供电电网中产生局部的并联谐振和串联谐振，使谐波放大，形成正 反馈，破坏电网的稳定性，引起严重事故。 谐波电流引起电路故障，损坏设备。 三相四线制电路中，三次谐波在中线中电流同相位，合成中线电流很大， 可能超过相电流，由于中线无保护装置，使中线因过流而引起火灾并损坏电气 设备。 为了消除谐波污染，提高电力电子装置的功率因数，国内外很多学者对高 功率因数交流装置进行研究，成为今年来电力电子领域研究的热点之一从目 前看，主要的解决方法是从以下两方面入手： 被动消除法：加载无源交流滤波装置；加装静止无功补偿装置( s v c ) ； 采用电力有源滤波器( a p f ) 。 主动消除法：对电力电子装置本身进行改造，使其具有高功率因数，不 产生谐波，从源头上解决谐波污染的问题，这是治本的方法。 静止无功补偿装置( s v c ) 作为改善功率因数的传统方法收到了良好的经 济效益，近年来发展趋势是采用g t 0 构成的白换向交流器，成为静止无功发生器。 有源电力滤波器( a c t i v ep o w e rf i l t e r ) 是一种动态抑制谐波和补偿无功功率 的电力电子装置。使用传统的无源滤波装置来解决无功和谐波问题存在如下缺 点：只能滤除特定次谐波，存在着与电网发生谐振的可能性；只能补偿固定的 无功功率，对变化无功功率不能进行精确的补偿；对电网阻抗和频率变化十分 敏感； 2 体积大、损耗大由于电力电子器件和p w m 技术的发展，以及基于瞬时无 功理论的谐波检测方法的提出，有源电力滤波器得到了很大的发展。然而，从 根本上来说它仍是一种被动的消除方法，并且需要额外的设备投资且体积还是 较大 要想从根本上解决问题，最好还是对传统的整流装置进行改造，寻求一种 新的拓扑结构以及控制策略，使其达到单位功率因数，能有效消除谐波并且抑 制电磁干扰，同时减少开关应力，降低损耗因此，研究高功率因数的a c d c 变流装置对我国生产生活，建立节能型社会都有十分重要的意义。 1 4 常用的功率因数校正方法 目前广泛使用的提高功率因数的方法有以下几种【2 刀： 多重化整流电路：即按一定的规律将两个或多个相同的结构的整流电路 ( 如三相桥) 进行组合而成将整流电路进行移项多重连接可以减少交流侧输 入电流谐波；。而对串联多重整流电路采用顺序控制方法可以提高功率因数。 无源校正法：单相整流电路的无源功率因数校正技术是在整流电路中用 l c 滤波器来增加整流器导通角，从而降低电流谐波，提高功率因数它采用电 容、电感、二极管等元件取代价格较高的有源器件，成本较低。然而，它的校 正效果不如有源功率因数校正好，只能使功率因数提高n o 7 o 8 ，所以一般用 在中小容量场合，并且采用这种方法设备体积也比较大 有源功率因数校正器：它采用有源开关或a c d c 变换技术，使输入电压 成为和电网电压同相位的正弦波它可以得到很高的功率因数，而且体积小， 但是电路复杂，造价高，电磁干扰( e ) 大，平均无故障时间( m i b f ) 下降， 并且它只能实现能量的单向流动，因而不能实现电机的再生制动。有源功率因 数校正已广泛应用于开关电源，交流不间断电源等领域。 矩阵变换器：矩阵变换器是一种直接变频电路，电路所用的开关器件是 全控型的，它的优点是输出电压为正弦波，输出频率不受电网电压的限制；输 入电流也可控制为正弦波且和电压相同，功率因数为l ，也可以控制为需要的功 率因数；能量可以双向流动，适合交流电机的四象限运行；不通过中间环节变 频，效率较高。它的缺点也很明显，变频电路所用的开关器件为1 8 个，电路结 构较复杂，成本较高，控制方法还不成熟。此外，输出输入的最大电压比只有 0 8 6 6 ，用于交流电机调速时输出电压比偏低。 p w m 整流器：p w m 整流技术是中等容量的单位功率因数变流器采用的主 要技术。三相p w m 整流器电路有电压型与电流型之分，电流源型可应用各种成熟 的p w m 技术，对功率开关的频率要求不高，缺点是输入电流不连续，输出直流 电压脉动大；电压源型拓扑不仅可采用各种合适的控制策略，而且可以实现能 量的双向流动，它的主要优点是响应速度快，结构简单，容易抑制电磁干扰。 因此三相p w m 整流器一般多采用电压型，如图i - 3 所示。它的控制方法可将p w m 3 逆变电路中技术移植到整流电路中，基本原理将在下面章节详细介绍。 ss岬s口p r 图1 3 电压源型p w m 整流器 1 5 三相功率因数校正( p f c ) 的各种拓扑及其控制 2 1 1 4 1 1 卜1 7 1 1 2 9 i 根据输入电压的不同，功率因数校正电路可以分为单相和三相两类。与单 相功率因数校正整流装置相比，三相p f c 整流装置具有许多优点，如输入功率 高，功率额定值可达几千瓦以上；输出电容上无工频纹波，可以使用容量较小 的输出电容，可以实现更快的输出电压动态响应调节 三相p f c 最大的困难是三相之间的耦合问题，由于三相电压经过整流桥后 互相耦合，任何一相输入电流即使负载等效为一个电阻也不能获得满意的功率 因数。所以，为使三相输入电流都是正弦波必须进行解耦控制，围绕这个问题 近年来很多学者进行了研究 1 5 1 单开关p f c 电路 如图1 - 4 所示，这是一种基本的b o o s t 型p f c 电路，只用一个开关管，是一 种低成本的三相p f c 方案，由于其线路简单和相对好的性能，所以十分流行。 该电路可以看成是单相电流断续状态在三相电路中的延伸，单开关电路的固有 问题有以下两点： 为了得到很好的功率因数，必须提高电压增益，导致开关应力过大 工作于d c m 状态，输入电感设计比较复杂。为解决这个问题，必须对 三相进行解耦。 ljj 俐 a _ 一 b c 图1 - 4 三相单开关基本电路 图1 - 5 主开关管零电流关断图 对于其他的拓扑，b u c k 、c u k 、s e p i c 和反激( f l y b a c k ) 也可以组成单 开关的三相p f c 电路。 4 在原电路的基础上，为了减少开关损耗和e m i 噪声，可以通过s l 、k 和c f 实现开关管的零电流关断，如图1 5 所示零电流实现过程是：主开关s 导通期 间，c r 通过k ，s 和s l 内部二极管放电，c f 两端电压为上负下正。在主开关管开 通前一断时间，使辅助开关管s l 导通，这时c 闸k 产生谐振，谐振电流的方向和 主开关管原来流过电流的方向相反，抵消了原来的电流，使主开关管零点流关 断。 为了减少输出电压值和输入电流的t h d ，可以采用注入6 次谐波的方法来实 现开关管的脉宽微调，但是虽然注入6 次谐波后可以减少5 次谐波，却增大了7 次 谐波的含量。 通过两个三相单开关p f c 交错并联技术也可以减少输入电流的t h d ，其电 路如图1 - 6 所示尽量让两个单开关p f c 电路工作在d c m 和c c m 临界状态下，并 且让他们的开通信号交错1 8 0 。这样对单个电路来说工作在d c m 状态，而对于 整体来说工作于电流连续状态。这个电路好处是一方面减少了电流的t h d 值， 另一方面由于开通信号交错1 8 0 0 ，使得等效开关频率提高一倍，提高e m i 滤波器 截止频率。两方面都可以减少滤波器的体积和重量。但是这样拓扑的成本比较 高，为了减少两个模块的影响，每个模块还要加一个隔离二极管。 v d b l l i 乏 鱼风 s l ； k 、 = j c 。 i v o s 2 v d 纠 ，、与、_ 一 k s l l 。 、 v d o 芷 图1 6 两个单开关三相p f c 交错并联 1 5 2 三电平p f c 电路 以上的p f c 拓扑有一个特点就是开关管需承受直流母线的全压，而三相整 流后母线电压很高，接近单相的两倍，故功率管比较难选。为此，有学者提出 了三电平p f c 拓扑，如图1 7 。该电路利用三个低功率双向开关磁、磁运行 于工频下，当输入交流电压过零时作开关运作，从而在耦合区间将电流引入零 电位，达到部分解耦目的。该电路显著特点是工作于低频下，无需快速器件， 成本低；不需要中线，无三次谐波；满载时功率因数很高；开关应力小，关断 压降低；但轻载时特性很差，所以特别适合于对设备体积要求不高、负载变化 不大的场合 -： ll zl 竖 c l = 廿 l r 哆 0=一l q - i 2ii - 图l - 7 三电平p f c 整流电路 对于这个拓扑还有一些控制方法，比如单周控制方法，滞环电流的控制方 法，空间矢量控制方法。 所谓单周控制方法是一种非线性的控制方法，u c i 是美国u n i v e r s i t yo f c a l i f o r n i a , ，i i v i n e 的简写，该校电子计算机工程系的c q i a o 和k s m e d l e y 提出了 单周控制器( u n i f i c dc o n s t a n t - f r e q u e n c yi n t e g r a t i o nc o n t r o l l e r ) ，也缩写成u c i 控制 器，这一控制器是由一个带复位端的积分器，几个触发器和一些逻辑电路构成， 不需要乘法器。将该控制器的逻辑电路稍加变化可应用在现有的大部分整流器 电路中，用这种控制器，不仅可获得低谐波和单位功率因数，而且开关损耗较 小。 单周控制为三相p f c 集成芯片的研究提供了选择。以u c i 实验室为代表的三 相p f c 控制器日趋成熟，低成本的单片三相p f c 控制芯片的集成将会给三相p f c 设计带来新的思路1 2 1 1 2 9 1 。 1 5 3 六开关三相p f c 电路 六开关三相p f c 电路是一种全解耦的三相p f c 电路拓扑，三相c c m - b o o s t 整流电路是该拓扑的典型电路，如图1 8 所示它能实现能量的双向流动，一般 需用全控型器件，它是把在p w m 逆变电路中使用的p w m 技术移植到整流电路 中形成的。 1 9 7 9 年，t k a t a o k a ，k m i z u m a c h i t 和s m i y a i r i 率先将p w - m 技术应用到整流 器中。在其方案中，主电路采用晶闸管，并带有强迫换流电路，开关模式则采 用s p w m 控制。1 9 8 1 年，a b e l l i n i 和g f r i g a l l i 提出了具有现代意义的p w m 整流器， 采用可关断器件g t o ，实现了输入电流正弦，功率因数接近于1 ，输出直流电压 可控的变换器 此后二十年中，o o i b o o n t e c k 、j h o l t z 等人，进一步发展了p w m 整流技术， 使p w m 整流器实现了可任意调节的功率因数，即功率因数角从0 0 n 3 6 0 0 任意可 6 调主电路拓扑结构则从最初的b u c k 型结构发展n b o o s t 型、b u c k b o o s t 型等结 构；在控制方法上，发展了滞环控制、p i 调节控制等，八十年代中期发展起来 的电压空间矢量s v i v l ( s p a c e v e c t o r m o d u l a t i o n ) 也被引入到p w m 整流器中；在控 制手段上，由最初的模拟控制逐步发展到以单片机、数字信号处理器( d s p ) 等微 处理器为核心的全数字控制。八十年代后期i g b t 的出现和普遍应用又促使p w m 整流器朝着高频化方向发展。现在随着i g b t 的电压和电流等级的提高、i g c t 的出现，p w m 整流器技术一方面向着高压大容量方向发展，另一方面，软开关 技术和新型控制方法的应用不断提高f w m 整流器的控制性能【7 1 。 三相c c m - b o o s t 整流电路控制方式根据是否检测输入电流可以分为直接 电流控制和间接电流控制。间接电流控制又称为幅值相位控制( p a c ) ，它对p w m 整流器输入进行开环控制。它的优点是控制简单，相对直接电流控制来说成本 较低，缺点是对电路参数比较敏感，直流电压利用率只有0 8 6 6 ，所以一般应用 于对p w m 整流器动态性能要求不高的场合直接电流控制有滞环控制、空间矢 量调制、电流无差拍控制、电流模糊控制等。滞环控制是一个双闭环控制，外 环是电压环，稳定输出电压。内环是电流环，外环p i 调节器输出电流有效值的 参考值，将其分别乘以a 、b 、c 三相电压的相位信号，就得到三相交流电流的 指令信号。该指令信号与实际采样电流信号作比较，其误差值送到滞环比较器， 由比较器的输出来控制开关的通断滞环比较的p w m 整流器系统结构简单，易 于全硬件实现，且系统动态性能优良，电流响应快，控制运算中未使用电路参 数，系统鲁棒性好。其缺点是其功率管的开关频率变化剧烈，频率低时跟踪较 差，频率高时开关损耗大，且直流电压利用率也只能达n 0 8 6 6 1 2 4 1 。 s ps 肿s op v i 图! - 8 三相c c m - b o o s t 整流电路图1 - 9 基本电压空间矢量 空间电压矢量控制是一种比较先进的调制方法，可以不仅实现三相输入电 压完全解耦，达到很高的性能，还可以使直流电压的利用率达到1 。它的原理是 用三相电压矢量去逼近矢量电压圆，则输入端会得到等效三相正弦波形。空间 矢量控制共有8 个开关矢量，包括两个零矢量，如图1 - 9 所示。如果将电压圆分 成n 等份，开关周期t | ，则任一空间矢量v r 可由其相邻两个关矢量来等效，关于 它的具体阐述将在以后章节介绍。 7 1 5 4 小结 三相p f c 还有一些其他的拓扑形式，比如用三个单相p f c 组合成三相p f c 、 三相四线伪桥式整流电路等。总体来看，单开关p f c 电路由于只有一个开关管， 成本低，控制相对简单，但是校正效果不好，只能用于小功率场合。全解耦电 路有六个开关管，其校正效果好，可用于大功率场合，但是缺点是控制复杂， 成本较高部分解耦介于以上两者之间，典型的电路有三电平p f c 电路，其缺 点是轻载时效果较差随着d s p 技术的发展，在全解耦的六开关p f c 电路中， 越来越多地采用数字化控制的方法，空间矢量控制方法是构建数字化p f c 的一 个重要思路，成为中大功率p f c 设计的一个方向f 4 】【1 8 1 根据目前三相p f c 技术的发展，今后三相p f c 技术的发展主要集中在以下 几个方面：新拓扑的提出；新的控制方法；将其他开关电路( 如开关 电容电路) 组合到三相p f c 中；研究磁放大式p f c 电路；软开关技术在三 相p f c 中应用。 总之，成本低廉、结构简单、控制方便、效率高、响应速度快、低直流输 出电压是三相p f c 研究人员追求的目标，是今后电力电子研究方面的一个热点 1 6 本课题主要工作 本论文以三相电压型p w m 整流器( v s r ) 为研究对象，主要完成了以下 几方面工作： 1 ) 介绍三相p w v l 整流器工作原理，其在高频和低频两种情况下在三相静 止坐标系和两相静止坐标系下模型。 2 ) 介绍空间矢量p w m 调制法( s v p w m ) 在三相p w m 整流器中的应用，介 绍了s v p w m 的原理，提出了一种新的控制算法。这种方法没有牵涉到非线性 运算，计算更加的简单，且不需要存入正弦表格，占用资源更少。介绍了基于 s v p w m 的控制方法，分析了两类方法的特点，并着重介绍了预测电流控制方 法，给出了系统的控制思想。 3 ) 利用瞬时功率平衡理论建立了系统的小信号模型，指出了整个系统是一 个非最小相位系统。在此基础上，对系统的电压调节器进行设计，确立了p i 调 节器的参数。利用s i m u l i n k 仿真环境对系统的开关函数模型进行仿真。 4 ) 完成了整个系统的软件硬件的具体设计，硬件设计中包括主电路开关管， 交流输入电感和滤波电容的选择，控制电路设计包括检测电路和驱动电路的实 现。软件设计里介绍了软件的主程序和中断服务程序的程序框图，包括采样子 程序，电压控制器子程序、预测电流算法子程序和s v p w m 发生子程序 5 ) 设计了一个1 k w 的试验样机，证明理论分析和设计的正确性 8 第二章三相p w m 整流器的数学模型 本章将介绍三相p w m 整流器的数学模型，为后面对整流器控制和设计的 论述提供理论依据。主要介绍了p w m 整流器的工作原理以及在高频和低频两 种情况下，整流器在三相静止坐标系和两相静止坐标系下的数学模型。 2 1p w m 整流器原理 p w m 整流器不同于一般意义上的a c d c 变换器。它的能量可以双向传输， 当p w m 整流器从电网吸取电能时，其运行于整流状态；而当p w m 整流器向电 网传输电能时，其运行于有源逆变状态。当p w m 整流器运行于整流状态时，网 侧电压、电流同相位或者当p w m 整流器运行于有源逆变状态时，其网侧电压、 电流反相位时，就实现了单位功率因数由于p w m 整流器其网侧电流及功率因 数均可控，因而可被推广应用于有源电力滤波及无功补偿等非整流器应用场合。 p w m 整流器实际上是一个交、直流侧可控的四象限运行的变流装置。为便 于理解，以下首先从模型电路阐述_ p w m 整流器的原理。图2 1 为p w m 整流器模 型电路，可以看出：p w m 整流器模型电路由交流回路、功率开关管桥路以及直 流回路组成其中交流回路包括交流电动势e 以及网侧电感l 等；直流回路包括 负载电阻r l 及负载电动势e l 等；功率开关管桥路可由电压型或电流型桥路组成。 却cv 姐。be i ：翟v 1d c 9 波分量，并且不计交流侧电阻。这样可从图2 - 2 分析：当以电网电动势矢量为参 考时，通过控制交流电压矢量v 即可实现p w m 整流器的四象限运行。若假设跚不 变，因此眈i = w l i l 也固定不变，在这种情况下，p w m 整流器交流电压矢量v 端点运动轨迹构成了一个以i k l 为半径的圆。当电压矢量v 端点位于圆轨迹a 点 时，电流矢量i 比电动势矢量e 滞后9 0 。，此时p w m 整流器网侧呈现纯电感特性， 如图2 2 a 所示；当电压矢量v 端点运动至圆轨迹b 点时，电流矢量i 与电动势矢量 e 平行且同向，此时p w m 整流器网侧呈现正电阻特性，如图2 2 b 所示；当电压 矢量v 端点运动至圆轨迹c 点时，电流矢量i 比电动势矢量e 超前9 0 。，此时p w m 整流器网侧呈现纯电容特性，如图2 2 c 所示；当电压矢量v 端点运动至圆轨迹d 点时，电流矢量i 与电动势矢量e 平行且反向，此时p w m 整流器网侧呈现负阻特 性，如图2 2 d 所示。以上， b ，c ，d 四点是p w m 整流器四象限运行的四个特殊 工作状态点，进一步分析，可得p w m 整流器四象限运行规律如下： 电压矢量v 端点在圆轨迹a b 上运动时，p w m 整流器运行于整流状态。 此时，p w m 整流器需从电网吸收有功及感性无功功率，电能将通过p w m 整流 器由电网传输至直流负载值得注意的是，当p w m 整流器运行在b 点时，则实 现单位功率因数整流控制；而在a 点运行时，p w m 整流器则不从电网吸收有功 功率，而只从电网吸收感性无功功率。 当电压矢量v 端点在圆轨迹b c 上运动时，p w m 整流器运行于整流状态。 此时，p w m 整流器需从电网吸收有功及容性无功功率，电能将通过p w m 整流 器由电网传输至直流负载。当p w m 整流器运行至c 点时，p w m 整流器将不从电 网吸收有功功率，而只从电网吸收容性无功功率。 当电压矢量v 端点在圆轨迹c d 上运动时，p w m 整流器运行于有源逆变 状态。此时p w m 整流器向电网传输有功及容性无功功率，电能将从p w m 整流 器直流侧传输至电网。当p w m 整流器运行至d 点时，便可实现单位功率因数有 源逆变控制。 当电压矢量v 端点在圆轨迹d a 上运动时，p w m 整流器运行于有源逆变 状态。此时，p w m 整流器向电网传输有功及感性无功功率，电能将从p w m 整 流器直流侧传输至电网。 实现四象限运行的控制方法有：一、可以通过控制p w m 整流器交流侧电压， 间接控制网侧电流；二、可以通过网侧电流的闭环控制直接控制p w m 整流器的 网侧电流。 2 2p w m 整流器的数学模型 为了深入研究p w m 整流器的工作机理以及动、静态特性，进而提出有效的 控制策略，必须建立其数学模型。以下就从高频和低频的角度，分别介绍p w m 整流器在三相静止坐标系和两相静止坐标系下的数学模型。 1 0 2 2 1a b c 静止坐标系下的低频模型 在建立低频模型之前，先作以下假设： 交流电源为三相对称理想电源： 开关为理想开关； 忽略开关死区时间。 p w m 整流器的低频数学模型是忽略相关的高频谐波，基于整流器基波分析 得到的，通过分析低频数学模型，可以得到稳态时的向量图和空间矢量图低 频模型非常适合于控制系统的设计，并可直接用于控制器设计但是，由于这 类模型略去了开关过程的高频分量，因而不能进行精确的动态波形仿真。 三相p w m 整流电路主电路如图2 - 3 所示，其交流测等效电路如图2 - 4 a 所示， 图2 4 b 为a 相向量图。 ss辟sop 图2 - 3 三相p w m 整流电路主电路 触。圈o ( a ) 交流侧等效电路 ( ”a 相向量图 图2 - 4 三相p w m 电路交流侧等效电路及a 相向量图 在图2 3 中，g 为输出滤波电容中点，o 为电网中点，u s 为电网电压，u ，为 整流器输入电压，沩输入电流，u 。为整流器输出直流电压。当忽略高次谐波时， 整流器输入电压u r 为工频正弦波当输入电网电压和整流器三相控制电压对称 时，电网中点o 和电容中点g 的电位相等，三相电路相互独立。 现设电网电压为： i 叱= 玩c o s = 玩s 陋- 2 7 r 3 ) ( 2 - 2 ) i = 玩c o s ( 耐一4 石3 ) 设整流器输入电流基波为： i = l c o s ( 耐一) i b = l c o s ( c o t 一2 万3 一纠( 2 3 ) 【t = lc o s k 矿一4 万3 一妒) 设整流器调制信号电压为： i l c a = m c o s ( o j t 一口) 扣曲= m c o s ( o x 一2 ，r 3 一口j ( 2 - 4 ) 【k = m c o s ( o x - 4 x 3 - 0 ) 其中m 为调制比，o 2 心i 。，可以忽略2 k 项；u 。n ，i m 等于整流器的输入电阻， 记作风；将这些考虑代入式( 4 1 5 ) 得： 乙- - 0 5 r e = 警= 每 k ：3 r e m 4 根据文献【2 6 】，单相a c d c 变换器的控制到输出传递函数的零点与输入电 压的瞬时值有关，即使在额定工作条件下，输入电压幅值恒定，其瞬时值也是 不断变化的，因此。传递函数的零点也在不断变化。从上式可以看出，三相a c d c 变换器传递函数的零点只与输入电压和输入电流的幅值有关。在额定工作条件 下，输入电压幅值和输入电流幅值恒定，因此，传递函数的零点也恒定不变； 另外，开环增益和极点也恒定不变，对一个频率特性固定不变的系统进行闭环 设计是比较容易的。 4 2 三相高功率因数整流器电压控制器的设计 从式( 4 1 6 ) 中可以看出g ( s ) 有一个右半平面的零点，所以三相高功率因数 p w m 整流器是非最小相位系统。 非最小相位系统的特性是开始阶段阶跃响应为负，响应较缓慢，随着时间 推移，响应由负变正。对于非最小相位系统的控制器设计，不像最小相位系统 设计那样有成熟的理论，尚没有一般的数学方法，本文采用文献中提出的预期 开环模型的方法来设计。 设校正后系统传递函数为q ( s 网c ( s ) g ( s ) ，q ( s ) 为一种预期的开环模型为 了使控制器不含有r h p 平面极点，在校正后的系统里应该保留g ( s ) 的全部零点， 即q ( s ) 的分子里含有( 1 t z s ) 项。本课题中根据g ( s ) 特点， 型来设计o o ( s ) 。 = o a s ) g ( 加盖器 由此可得g “s ) ： 选取一种预期开环模 ( 4 - 1 7 ) 啪) = 器 ) 一般情况下这里的t z 不可以忽略，然而当交换器功率容量较小或者输出滤 波电容容量较大时，以致t z t p 时，可以忽略t z 由于本设计功率容量较小， 滤波电容选择较大，所以可以作这样的近似处理，它并不会使得系统变得不稳 定，反而使得设计变得更加简单。 忽略了t z 后，公式( 4 - 1 8 ) 可以写成： g 0 ) ；m ( 万l + t p s ) ( 4 - 1 9 ) a 1 一 仿真参数为输入功率设定为1 k w ，输入三相交流输入相电压有效值圪为 4 0 v ，三相输入电感k 均为3 m h ，输出电压为1 2 0 v ，输出电容c o 为2 2 0 0 u f ， 开关频率设为1 0 k h z 。 为了使电压控制环的带宽远低于电流控制环的带宽，从而实现电流的完全 跟踪，通常电压环的带宽限制在开关频率的l 5 以下。取电压控制环的带宽为 1 5 0 r a d s ，由于带宽等于m t z ，根据( 4 1 6 ) 的公式，可得出m = 0 0 9 4 。 式( 4 - l 为典型的p i 调节器，可以写出p i 调节器参数为： u = i 。 曲7 , x k l r 彳= - r , i l , 0 0 ，- - s a 0 一r l | l 1 00 一s b 0 0 一r l i l , s - 一s c s a i c , s b c , & i c , 0 b = d i a g 1 1 l , 1 l , 1 ，u c j s = 垡产 k = 等 在s i m u l i n k 环境里，依据开关函数模型建立的主电路仿真模型如图4 3 所示 图4 - 3s i m u l i n k 仿真主电路图 4 4 仿真试验结果 前面介绍了三相高功率因数p w m 整流器的电压控制器的设计，建立了 s i m u l i n k 里的仿真模型这一节将对仿真试验的结果进行分析，说明新的控 制算法和p i 调节器设计的正确性 4 4 1s v p w m 调制波形 下图是s v p w m 的鞍型波输出波形，仿真中的s v p w m 算法采用第三章介 绍的新的控制算法，可以证明新的控制算法的有效性。图4 4 所示为s v p w m 输出鞍形波调制波形，图舢5 为a 相和b 相鞍形波相减的波形，可以看出其为 一正弦波。 图4 - 4 三相s