（电力电子与电力传动专业论文）48v输入电压调节模块（vrm）的研究.pdf

4 8 v 输入电压调节模块( v r m ) 的研究 a b s t r a c t t h ed c d cc o n v e r t e ri n t e n t l y p o w e r i n g t h ec p uo fc o m p u t e r si sc a l l e d v o l t a g e r e g u l a t o rm o d u l e ( v r m ) ，w h i c hh a s b e e na t t r a c t i n gm o r ea t t e n t i o n sa n dh a sb e c o m ea f o c u sa n dc h a l l e n g ei nt h ef i e l do fp o w e re l e c t r o n i c s f o rt h ef u t u r ev r m ，t h eo u t p u t v o l t a g ei sl o w e ra n dl o w e “ 1 0 0 a ) a tt h es a m et i m e ，af a s t e rt r a n s i e n t r e s p o n s e w i t l l v e r yt i g h to u t p u tv o l t a g e t o l e r a n c ei s r e q u i r e d a l l t h e s e p r o m p t s u n p r e c e d e n t e dc h a l l e n g e s f o rd e s i g n e r so fp o w e rs u p p l y t om e e tt h e r e q u i r e m e n t s m e n t i o n e d a b o v e ，4 8 vi n p u tv r m h a s i n c r e a s i n g l yb e c o m e ab e t t e rs o l u t i o n t h i sp a p e rp r e s e n t sb o mt h et h e o r e t i c a la n a l y s i sa n dp r a c t i c a le x p e r i m e n t a lr e s u l t so f 4 8 v i n p u tv r m i nt h e o r y , t h i sp a p e rf i r s t l ya n a l y z e st h ef e a t u r e so fv r ma n dr e v i e w st h ed e v e l o p m e n t o fv r m s e c o n d l y , t h ec h a r a c t e r i s t i co fi t st r a n s i e n tr e s p o n s ea r ea n a l y z e d t h i r d l y , t h e m a i nd i f f i c u l t i e s t h eb a s i cp r i n c i p l e sa n dt h ep o p u l a rt e c h n o l o g i e sm e t 丽t l li nt h ed e s i g n o f4 8 v i n p u tv r m a r ed i s c u s s e di nd e t a i l a n dt h e nan o v e lt o p o l o g y a ni n t e r l e a v e d 7 r h r e e - l e v e lf o r w a r dc o n v e r t e r ( i t l f c ) - s u i t a b l ef o r4 8 v i n p u tv r m i sp r o p o s e da n di t s o p e r a t i o np r i n c i p l et o g e t h e r 、i t l ii t sa d v a n t a g e sa n df e a t u r e sa r ea n a l y z e di nd e t a i l i np r a c t i c e ，ap r o t o t y p e ，b a s e do nt h en o v e lp r o p o s e dt o p o l o g y , w i t ha4 8 v i n p u ta n d 10 0 a 0 8 vo u t p u ti sb u i l ta n dt h ee x p e r i m e n t a r e s u l t sv e r i f yt h et h e o r e t i c a la n a l y s i sv e r y w e l l t h i sp a p e ra l s o p r e s e n t st h ed e t a i l e dd e s i g np r o c e s so f t h ep r o t o t y p e i nt h ee n d ，t h i s p a p e rp r e s e n t st h ee v a l u a t i o no f t h ep r e s e n tt e c h n o l o g i e sf o rv r m d e s i g n f r o ma v i e w p o i n to f e n g i n e e r i n g a n dt h ef u r t h e rw o r k i sp o i n t e do u ta sw e l l k e y w o r d s ：d c d cc o n v e r t e r , v o l t a g er e g u l a t o rm o d u l e ( v r m ) ，4 8 vi n p u t ，t h r e e l e v e ld c - d cc o n v e r t e r 堕窒堕竺堕奎叁：! ! ! ：! ! ! ! ! ! 堕墨一一 第一一章绪论 1 1 什么是电压调节模块 在科学技术突飞猛进的今天，计算机的应用几乎普及到社会的各个领域，并且发 挥着不可代替的作用。而计算机内部的核心处理部件是微处理器( m i c r o p r o c e s s o r ) ， 也称作中央处理器c v u 1 。由于c p u 就像计算机的心脏，其供电要求必须是高质量 和高可靠性的，因此计算机主板中都专门有一个供电单元为c p u 供电，我们称之为 电压调节模块( v o l t a g er e g u l a t o rm o d u l e ，简称v r m ) 。 图1 1 是典型的微处理器的供电示意图【2 ，其最左面即为v r m ，c f 是v r m 输 出滤波电容，l i n l 。，。是v r m 输出端和c p u 刚的寄生电感，c d c c 。是放在v r a m 输出端 和c p u 之间的解耦电容，最右边的就是v p - d v l 的负载微处理器，这罩用一个电流源 p o w e r 一l + 乙m r c 。毒眦 牛 s u p p l y c f , - i - v o j 专 一 je s l f ) 幽1 1 微处理器供电单元结构 图1 2v r m 常见的结构 ! ! ! 塑垒皇堡塑：堕堡墨! 垦竺! 塑型f ! i 一- _ _ - _ _ _ _ - _ _ _ 一 i l 表示。 图1 2 是计算机主板上的v r m 常见分布结构，一般有两种方式：插入式和嵌入 式。插入式的v r m 可以拔下来，而嵌入式则把v r m 直接也做到主板上。可以看出 无论采用那种方式，v r m 都和c p u 紧紧靠在一起。 1 2 电压调节模块的特点 由于v r m 是专门为c p u 供电的，因此c p u 供电要求和特征也就决定了v r m 的特点。正如摩尔定理预测的那样“晶体管的密度将会每1 8 个月翻一番”，c p u 内 部晶体管的密度在过去的l o 年里稳步增长，如图1 3 所示，同时c p u 的处理速度不断 加快。因此c p u 对v r m 的处供电要求为：电压越来越低，电流越来越大，动态响 应速度越来越快。之所以采用低的工作电压是因为以下原因：提高微处理器的速度。 数字处理基本单元可以等效为一个电容，它的充放电可以提供1 和0 两种状态， 但由于寄生参数的影响，它的充放电需要一定的时间，低的稳态电压可以缩短充放电 时间，有利于提高微处理器的速度。提高i c 的集成度。低的工作电压可以使i c 的 绝缘距离减小，利于提高集成度。基本单元的功耗降低。而c p u 总功耗的增加和 工作电压的降低意味着它所需的电流会成倍增加，所以c p u 所需要的电流越来越大。 同时现在的p c 所具有的功率管理技术使得c p u 成为一个非常动态的负载，因此其 动态响应速度也越来越快。图1 4 给出了i n t c j 公司的c p u 供电电压电流及动态速度 的发展趋势，可以看出，不久的未来c p u 的工作电压将会低于1 v ，电流将会超过 1 0 0 a ，动态变化速度将会高达1 5 0 a p s 。据最新预测，随着半导体工艺等级未来十 年将从o 1 8 微米向5 0 r i m 工艺迈进，芯片所需电压最终将会低到o 6 v 3 1 。同时c p u 图i - 3c p u 中晶体管数量里指数增加图1 - 4t n t e lc p u 供电电琢电流趋势 2 南京航空航天大学硕士学位论文 的输入电压纹波要求也会越来越高，从早期的5 变为未来的4 - 2 4 】。可以想象， 如果考虑实际电路设置反馈环的参考电压也会有误差，则c p u 的输入电压纹波要求 更小。另外由于主板上的空间非常宝贵( c o s t e f f e c t i v e ) ，这就要求v r m 的体积要做 得小。v r m 的效率要求在最大电压输入和最大电流输出时不低于8 0 ，其它任何情 况v r m 消耗的功率都要更小 5 】。同时为了满足美国提出的“能源之星”( e n e r g ys t a r ) 标准和欧洲提出的b l u e a n g e l 规定p c 在休眠模式功耗小于5 w 的要求 6 1 ，v r m 需要在轻载时也能保持较高效率。 因此可以看出v r m 不仅输出具有低电压、大电流、快动态速度和低电压纹波的 特点，同时也必须做到高效率和高功率密度的统一。 1 3 泓的发展回顾 v r m 基本可按照它的输入电压的变化来分类。早期一直采用5 v 输入3 3 v 输出， 最近的一些台式计算机、工作站和服务器已经把1 2 v 输入作为v r m 供电电压，在一 些笔记本电脑上v r m 已经直接把1 6 - - 2 4 v 输入变换到1 5 v 输出【7 】。但无论是采用 5 v 还是1 2 v 输入，其电路拓扑结构基本上都还是b u c k 变换器，如图1 5 所示，并 采用同步整流技术以提高其效率。如果采用1 2 v 输入电压，由于输出电压很低，则 占空比会很小，不利于变换器性能的优化设计。为了解决这个问题，如图1 6 所示， 采用了电感带抽头的b u c k 型变换器以扩展稳态占空l l 8 。 另外为了减小输出滤波电感从而提高v r m 的动态速度，现在比较盛行的是采用 多相交错并联输出( i n t e r l e a v e dm u l t i p h a s e ) ，这样滤波电感电流之和的脉动频率就是 每相开关频率和总相数的乘积，因此不增加主开关频率的就可以减小等效电感。顺便 指出，多相变换器的研究实际上在上世纪8 0 年代已经盛行，但直到最近才出现专门 图l - 5 传统的b u c k 型变换器 图j - 6 电感带抽头的b u c k 型变换器 图1 - 7 四相交错并联的q s wv r m ! ! ! 塑叁皇垦塑羔燮垫! 型垦l 堕堑窒一 为v r m 多相变换器设计的控制芯片【9 】。图1 - 7 所示为c p e s 所提出的四相交错并联 的q s w ( q u a s i s q h a l e w a v e ) v r m 。其它一些著名的厂商也在积极地开发多相交错 并联的v r m ，如o ns e m i c o n d u c t o r 公司研究一个三相输出的v r m 可以把输入1 2 v 电压变换到输出1 w 1 0 0 a ；l i n e a rt e c h n o l o g y 公司设计的一个六相交错并联的v r m 也同样能输出i v 1 0 0 a 1 0 】。 1 44 8 v 输入v r m 的提出 可以看出无论是5 v 输入还是1 2 v 输入的v r m ，其拓扑仍然是非隔离的b u c k 电路，其输入电压变化也是由低到高。但对于未来c p u 所需电流不断增大t 电压继 续降低的要求，采用5 v 或1 2 v 作为v r m 的输入电压仍然显得太低，因此需要继续 提高输入电压，那么显然采用b u c k 型变换器已经不合适，隔离型变换器的采用已经 成为必然趋势。之所以要提高输入电压是因为以下几个原因： 1 ) v r m 输出功率不断增加，而提高输入电压能够减小输入电流从而使得母线损 耗减小，利于效率提高： 2 ) 负载的瞬变对输入母线的电压影响较小，从而对其它供电单元影响较小： 3 ) 输入滤波器体积大大减小，图1 8 可以很明显的看出这一点 1 1 。 因此可以想象，正如把4 8 v 输入作为电信行业的标准输入电压，计算机v r m 也 会把输入母线电压提高到4 8 v 。相应的，由于采用传统b u c k 型变换器实现大变比的 电压转换不太现实，所以采用隔离式变换器已是必然。 、 u 1 1 0 6 i 1 0 5 1 1 0 4 i 1 0 3 1 0 0 l o | 、 01 02 03 0 4 0 v 。( v ) 图i - 8 输入电容和输入电压的关系 1 5 删u 动态过程特点 由于后面章节许多地方都会提到针对v r m 的动态要求的设计和考虑，因此本节 将介绍v r m 动态过程的特点。 1 5 1v r m 的负载突变过程 在d c - d c 变换器中，负载突加或突卸时输出电压会有超调现象，那么v r m 的 负载突变( t r a n s i e n t ) 是什么含义呢? 图1 - 9 所示即为v r m 在t r a n s i e n t 过程中负载 4 南京航空航天大学硕士学位论文 图1 - 9v r m 动态过程中负载变化 电流变化情况，分别对应两种突变：上跳突变( s t e p - u p ) 和下跳突变( s t e p - d o w n ) 。 由于现在的大部分计算机都有功率管理技术，在计算机闲置时自动进入休眠模式 ( s l e e p - m o d e ) ，工作时进入激活模式( a c t i v e - m o d e ) 。从休眠模式到激活模式的负载 突变称为上跳突变，从激活模式到休眠模式的负载突变称为下跳突变。实际上，激活 模式对应于负载满载电流，体眠模式对应于负载轻载电流。对未来的c p u 来说，满 载电流可能超过1 0 0 a ，轻载电流通常只有几个安培，而且c p u 速度很快，因此通常 这种负载突变会在很短的时间内完成，这就造成负载电流变化率( s l e wr a t e ) 会很大。 现在产品最快的已达3 0 a u s ，而下一代t m 的负载电流变化率将会高达5 0 7 0 a u s 。 另外需要指出的是v r m 的负载突变过程除了负载电流变化率很高外，和常规的 d c i ) c 变换器还有一个区别，那就是其负载突变不仅是随机的，而且会随具体工作 环境而非常频繁。v r m 负载突变的突发性和频繁性会给设计造成一定的困难【9 】。 1 5 2v r m 的负载突变对输出电压的影响 本节采用图1 1 0 所示的仿真模型来分析b u c k 型的v r m 在负载突变时输出电压 的变化规律。这个模型包含了v r m 的主要线路连接寄生参数、输出电容电感和解耦 电容的寄生参数，还包括了从解耦电容与真正的c p u 之间由封装带来的寄生参数。 和图1 1 相比，它更接近v r m 的实际工作情况。之所以采用这么详细的模型是因为 一 l n h i2 0 r n ， j 强 上 l n hi2 _ o 霉 ，r 1 一 1 + 媾 c m c 【) 托。吣- l i n t 口p 图1 1 0 b u c k 型v r m 的仿真模型 j ! ! ! 塑垒皇堡塑堇堡堡! 墅竺堑堕立一 这些寄生参数对v r m 的动态响应都有很大的影响【2 】。在这个仿真模型里，c p u 的 电流跳变按照线性跳变或指数规律跳变都是可以的 1 4 】 1 5 】。 另外前面我们一直提到的v r m 负载变化率实际上是指v r m 的输出端上的电流 变化率，这也是我们电源设计者最关心的一个电流变化率，因为通常的v r m 产品所 直接要求满足的就是这个电流变化率。而真正的负载( c p u ) 变换率在图中最右端用 一个电流源代替，其电流变化率为1 6 a n s ，远远高出前面所提到的5 0 7 0 a u s 或者 1 0 0 a u s 。解耦电容在这里起到能量缓冲的作用，从而使v r m 真正输出端的电流交 换率大大减低。 用上面的仿真模型，假设输入电压为5 v ，输出电压为1 5 v ，负载电流按指数规 律变化0 卜3 0 a ，最大变化速率为8 a n s ，则可以得到在s t e p + u p 动态过程中v r m 输出 端上的电压和解耦电容上的电压均波形，如图l - i i 所示。可以看出在负载突变过 程中，v r m 输出电压有三个电压尖峰。实际上，从v r m 到最后的c p u 路径上存在 三个r - l c 谐振回路 如图】1 2 所示。第一个回路包含了封装电容、解耦电容以及它 们之间的连接寄生参数，第一个高频尖峰是由这个回路决定的；第二个回路包含了解 耦电容、v r m 输出滤波电容以及它们之间的连接寄生参数，第二个尖峰是由这个回 路决定的；第三个回路包含了v r m 输出滤波电容、输出滤波电感以及它们之间 图i - l l 负载突变过程中v r m 输出电压波形 j 、竹 i 一 厂、 上一 v r m l o o p 3 亨 l b u l k c a p 图卜1 2v r m 实际的三个谐振回路 6 壹宝堕至堕丕查兰堡主兰垡堕塞 的连接寄生参数，第三个尖峰是由这个回路决定的。同时由于这些电容电感的寄生参 数是不同的，有的较大，有的较小，因此它们对输出电压的影响也是不同的。比如说 图中的c d k 的寄生参数e s r 和e s l 很小一般可以忽略它们的影响，但对另外的电容 其寄生参数的影响就不可以忽略。一个电容的实际模型可以用图l 1 3 来表示，包含 了寄生电阻e s r 和寄生电感e s l 。而电容上的电压变化 v 可以分为三部分： i a v = + a z , + ( 1 - 1 ) 之a + v 其中 p 创 比例部分：= e s r i ( 1 - 2 ) ，j ； 1 ， v d 积分部分：a 砟= 去i f 出 ( 1 - 3 )j 微分部分：露e 协厶) ( 1 - 4 ) 图1 - 1 3 实际的电容模型 对解耦电容来说，其电压变化主要是由积分部分引起，而对v r m 输出滤波电容 来说，微分部分和比例部分是引起它上面电压变化的主要原因 4 】。这一点很好理解， 在v r m 负载突变时，输出滤波电感会限制负载很快地吸收或泄放能量，那么在瞬变 过程中不平衡的能量由输出电容或解耦电容来承担，因此流过电容的瞬时电流很大 ( 即d i d t 和i 的峰值都很大) 。输出滤波电容的e s r 和e s l 较大( 一般采用电解电 容器) ，引起的电压变化将会比较明显。解耦电容的e s r 和e s l 较小( 一般采用陶瓷 电容器) ，引起的电压变化将会比较小。 另外需要说明的是尽管实际输出电压在负载突变时有三个尖峰，但对电源设计来 说，我们更关心的是第二个和第三个尖峰，一方面是因为第二个尖峰最高，另一方面 是因为在一定程度上，第一个尖峰和c p u 的封装有关而不是我们所能左右的。同时 从上面的分析也可以看出，第二个尖峰主要和v r m 输出电容的e s r 和e s l 有关， 而第三个尖峰和输出滤波电感及控制环的设计有关( 因为第三个谐振回路和v r m 的 输出是耦合在一起的) ，后面的有关章节分析将会提到减小第二个尖峰和第三个尖峰 的措施。 1 s 3v r m 负载电流幅值和电流变化率对动态响应速度的影响 前面已提到v r m 所需电流未来将会超过1 0 0 a ，负载电流变化率越来越高，那 么这些变化对将会对v r m 的动态响应速度会有什么影响昵? 而且从直观的看好像 是负载电流变化率越大，对v r m 的要求也越高，是不是这样呢? 仍然用图1 1 2 来分析，由于图中越靠近真正负载c p u 的回路，其寄生参数越 小，另外只要设计合理，可以使每个回路都是一个欠阻尼系统，因此这里可做一些 简化，认为图1 1 2 是3 个解耦的r l c 回路。每个回路如图1 1 4 所示都是一个二 阶系统并有自己的谐振频率。对图1 一1 4 中某一个具体回路： 7 ! ! 壁垒皇垦塑苎丝垫! ! 翌! 堕堑壅 _ _ 一。 谐振频率为 正5 云习霉1 i i 1 - 5 其中 k = 厶+ 厶+ 厶 ( 1 - 6 ) f ：盟( 1 7 ) 。”c 1 + c 阻尼比为孝= ；芝 ( 1 - 8 ) 其中 r 。= r l + r 2 + r 3 ( 1 - 9 ) 乙= 如果用i 、五和五分别表示图1 - 1 2 中l o o p l 、l o o p 2 和l o o p 3 的谐振频率，那么 显然有 正 石关系成立，这与实际仿真得到的输出电压波形三个尖峰的频率关系是 一致的。 在图1 1 4 中，可以把i j 看作是i + l 的输入，而i i + i 是i i 的响应。同时i i 又是另外 一个回路的的响应。由于i i 和i i + i 的频率相差较大且系统具有很好的阻尼性，因此可 以认为当i 达到它的峰值时，i i 已经趋于稳态值，如图1 1 5 所示。这样我们可以近 似认为i j 是一个二阶系统的阶跃响应，i j 是阶跃激励源。而对于一个二阶欠阻尼系 统来说，其峰值时间可以表示为下式 1 9 】： f ：l p 1 2 4 1 一2 f o 因此可以看出一个二阶系统的阶跃响应峰值时间是由系统参数决定，而响应幅值 是由阶跃输入幅值决定的。那么容易理解负载变化率对v r m 动态响应速度不会有太 大的影响【1 5 】，因为无论是1 6 a n s 还是8 a a s 的负载变换率，和图l 一1 4 中环路的时 圈1 1 4v r m 实际的三个谐振回路图1 1 5 谐振回路典型输入输出 3 笛*嚣暂俘幡5 o 南京航空航天人学硕士学位论文 闻常数比较都可以看作是它的阶跃输入。但v r m 的电流幅值越大，对应的阶跃响应 幅值也越大，式( 1 - 1 1 ) 中t 。是不变的，所以它的动态响应速度要求越快。 这就说明未来微处理器对电流上升斜率的苛刻要求并不是问题，要求的负载电流 过大，输出电压纹波过小才是问题所在。 从另外一个角度讲，如果未来的微处理器只是在动态速度提高而所需电流并没有 提高，那么今天的v 砌订仍然可以使用。 1 5 4 v r m 动态响应的小信号分析 显而易见v r m 的负载突变过程是近乎阶跃式的变化，属于典型大信号范畴，用小 信号来分析似乎是值得提出疑问的【1 4 1 ，那么究竟分析v r m 的动态过程适不适合用 小信号模型呢? 文献f 1 8 】提出在一些条件下小信号模型仍然适用，下面加以分析。 将v r m 用如图l 一1 6 简化的b u c k 型变换器来描述。对小信号分析来说，无论是 采用普通的b u c k 型变换嚣还是采用同步楚流的b u c k 型变换器都没有区别。则其开 环电流传递函数可以用下式描述： 啪，2 器。万毒 图1 1 6 b u c k 型v r m 图l - 1 7b u c k 型v r m 小信号框图 ( 1 1 2 ) ! ! 笪垒皇曼塑苎燮垫! 垦翌! 堕婴苎l 一 一般b u c k 型变换器均采用单电压闭环补偿，其小信号框图如图l - 1 7 所示，则电 流闭环传递函数可以表示为： g 。( j ) = g 。( s ) 一g 。( 5 ) g o ( s ) i 焉 ( 1 - 1 3 ) 而 r ( j ) = k g ( j ) g 。( s ) ( 1 - 1 4 ) 其中g d i ( s ) 表示从占空比到电感电流的传递函数，g 。( s ) 表示补偿环节的传递函数， z o ( s ) 表示变换器输出阻抗，g d v ( s ) 表示从占空比到输出电压的传递函数，k 表示补偿 环节的增益，丌s ) 表示反馈环的增益。 从上面的表达式可以看出，电流闭环传递函数包括了k 、g c ( s ) 、z o ( s ) 、g i i ( s ) 、g d i ( s ) 和g “s ) 六个环节。其中k 和0 0 ( s ) 属于补偿环节是线性的。z o ( s ) 和g i i ( s ) 是由变换 器的一些无源元件参数决定也是线性的。而g d i ( s ) 和g d ，( s ) 不仅包含了无源元件参数 而且还和输入电压有关，但如果我们固定输入电压，它们也是线性的。因此如果输入 电压是恒定值( v r m 的母线电压波动很小) 且保持占空比不饱和，负载突变的过程 中占空比的变化并不会影响电流闭环传递函数g i i c ( s ) ，因为这些环节都是线性的。因 此只要占空比不饱和，小信号模型是适合于分柝v r m 的动态响应过程的。 按照上面的表达式可以绘出电流传递函数的开环、闭环幅频特性和玎s ) 的幅频特 性，如图i - 1 8 ( a ) 所示。可以看出其闭环幅频特性和开环幅频特性形状完全类似，只 是闭环传递函数的穿越频率从自然频率而增加到反馈环的穿越频率五，相应的闭环传 递函数的带宽也随之增加到u 。对一个阻尼程度不高的二阶系统且其相角裕度设计 在2 0 。到6 0 。之间，可以用下式近似表达它的上升时间和控制环带宽的关系【1 8 】： f ，- 墨：士：三( 1 - 1 5 ) 2 于2 万2 面 从这个式子可看出v r m 的动态响应过程和系统的带宽息息相关，图1 1 8 0 ) 给出 开环和闭环控制对动态响应速度的影响，显然闭环要快得多，这也说明提高v r m 动 态响应的方法之一就是提高系统的带宽。 p 廷w t o o , t , ，一1一h ， ，卜二 ， f ，。i 7 ， l， f 廓c “o 叩 ， f ( h z ) i ( s ) ( a ) 电流环传递函数( b ) 输出电流动态响应 图1 - 1 8 开环和闭环动态速度的比较 1 0 堕窒堕窒堕丕盔堂堡主堂堡丝苎 最后值得一提的是本节的分析虽然是基于b u c k 交换器，但其分析结论对非隔离 的b u c k 型4 8 v 输入的v r m 同样是适用的。 1 6 本文的研究意义和研究内容 1 6 1 本文的研究意义 v r m 的供电对象是计算机的这一特点决定了它的市场非常巨大。最新统计，2 0 0 2 年v r m 在非隔离变换器市场份额中占3 7 6 ，预测到2 0 0 7 年将达4 5 9 ，且价格下 降幅度会很小，这也充分反映了对v r m 的需求之大。世界各大著名电源商家及半导 体供应商象t y c o 、e m e r s o n 、p o w e r - o n e 、d e l t a 、l i t e o n 、e r i c s s o n 、a r t e s y n 等都有 各自的v r m 产品，其中目前最大的三家分别是d e l t a 、a s t e c ( 现为e m e r s o n 的予公司) 和a r t e s y n ，而i n t e r s i l 则是它们v r m 控制i c 的供应商 1 2 1 1 3 。 然而遗憾的是目前在国内v r m 的研究较少，尚处于起步阶段，能够看到发表的 文章也是少之又少。已经有的一些研究也仅局限于相对比较低的输出电压( 5 v ) 和 相对比较大的输出电流( 3 0 a ) 的变换器上，并且其针对的供电对象并不是动态要求 很高的负载，因此距离c p u 供电要求相差甚远。 本文主要是针对未来c p u 对v r m 的供电要求越来越高提出的。i n t e r s i l 公司副总 裁黜c kf u r t n e y 指出“i n t e lv r m 9 0 所规定的必须满足的性能指标在市场上是最高的” f 1 3 l ，而v r m 9 0 是为当前奔腾4 的c p u 供电的v r m 必须遵循的规范。可以想象未 来的v r m 的要求会更苛刻，对我们电源设计者将会提出更大的挑战。因此本文的研 究意义主要体现在以下几个方面： 1 ) 对v r m 的特点和设计难点和一些共性的原理和概念作详细的阐述和分析， 概括当前v r m 主要采用的技术和存在的问题； 2 ) 给出设计v r m 所遵循的一些基本原则； 3 ) 提出一种新型的适合于未来v r m 需要的三电平正激变换器，并按照未来的 指标要求设计4 8 v 输入，o 8 v 1 0 0 a 输出的实验样机。由于本研究在国内具有开创性， 所定指标在国际上也属领先，研究结果和经验将为国内外从事这方面的研究提供宝贵 的经验。 1 6 2 本文的研究内容 本文的研究内容主要是按照从理论到实践最后是总结的顺序展开的。 第一章绪沦从总体介绍v r m 的特点，回顾v r m 的发展及未来，然后介绍v r m 动态过程的输出电压的三个尖峰现象及其特点。 第二章系统分析4 8 v 输) l v r m 设计的难点以及从电路拓扑元器件选择到控制电 路设计应遵循的一些基本原则。 第三章提m 一种新型的4 8 v 输入的v r m 拓扑结构一交错并联的三电平正激变换 4 8 v 输入电压调节模块( v r m ) 的研究 器，并对其工作原理和特点优点进行详细阐述。 第四章结合第三章提出的新的4 8 v 输入的v r m 拓扑，具体阐述其主电路的参数 设计和控制电路原理设计，给出试验结果和试验分析。 第五章是是对前面所有理论和实践的总结，总结了本文的主要工作，并对v r m 的未来作一展望，最后提出下一步还要做的工作。 1 2 壹塞堕窒堕盔叁堂堡圭堂焦堡苎 一一 第二章4 8 v 输入v r m 的设计原则 2 1v r m 的设计难点 在绪论中我们已经提到v r m 不仅输出具有大电流、低电压、快动态速度和低电 压纹波的特点，同时也必须做到高效率和高功率密度的统一。因此v r m 设计的难点 所在就集中体现在体积，效率和动静态性能之间的矛盾。具体地说： 其一，就传统的直流直流变换器来说，为了满足负载的瞬态突变时仍能将输出 电压稳定在允许的范围内，就需要增加输出滤波电容，从而使滤波器体积过大( a 后 面的滤波器计算公式可以看出) 4 】。如果减小输出滤波电感，在从轻载到满载瞬态突 变时负载可以从电源端更快获取能量，在从满载到轻载瞬态突变时电感电流可以下降 的更快，有利于捉高动态特性，但由于电感电流纹波会增加，从而给滤波电容增加负 担( 静态电压纹波增加) ，同时还造成效率略有降低。另外就目前的功率电子半导体 元器件和磁性元件的发展水平，通过提高开关频率来减小磁性元件体积的程度是有限 的。 其二，v r m 需要在轻载和重载时均能保持高效率，就今天的功率半导体元器件 的发展水平来说，这是一个挑战。试想一下如果设计一个】0 0 a i v 的v r m ，只有在 通往负载的路径上有l mq 的电阻，都意味着效率要降低1 0 。 其三，由于未来微处理器对v r m 快速动态性能要求，这使得v r m 的线路布局， 连接点都显得比一般场合要重要的多。比如v r m 输出端与解耦电容间如采用传统的 铜箔方式连接，则连接线的寄生参数使得v r m 无法满足将来微处理器对动态性能的 高要求【2 】。实际上现在的p c 有些已经把v r m 和主板集成在一起，未来将和c p u 直接集成。这也是设计的难点所在。 2 24 8 v 输入v r m 的主电路设计 2 2 1 拓扑的选择 适合于v r m 的电路拓扑概括起来可分为两类：隔离变换器和非隔离变换器。尽 管非隔离的拓扑彳r 许多，但b u c k 电路因为结构简单、设计容易、成本低等优点过去 一直被5 v 输入的v r m 采用，1 2 v 输入的v r m 采用的也是b u c k 变换器。但是对于 4 8 v 输入的v r m 来说，如果采用b u c k 变换器则占空比过小，会造成下面几个问题： 开关管的选择较为困难。输入端的开关管在导通时承担输出大电流，关断时承担输 入电压，这就对它的电流定额和s o a ( s a f eo p e r a t i o na r e a ) 都有高的要求。在输 出电流纹波不变玎，小的占空比会使输出滤波电感较大过小的占空比会使系统更 容易受干扰因素影i 相。过小的占空比不利于输出滤波器的优化设计，这在后面会分 析。因此b u c k 电路不能适应未来v r m 的需要，必须有新的拓扑来满足这一要求， 采用隔离型变换器已经成为必然。 4 8 v 塑皇堡塑苎篓垫! 墨丝! 堕里窒 一一一 艇珀 1if 固tl 1 虱盎 耍 留鱼 野 目l 西4 密 ( b ) 倍流整流 ( c ) 全波整流 图2 - 2 隔离变换器副边常见结构 隔离型变换器有如图2 1 所示的几种结构：全桥、半桥、正激和推挽电路，其副 边整流电路如图2 2 所示的几种结构：半波整流、倍流整流和全波整流电路。适合 v r m 的拓扑可以是它们适当的组合。 文献f 2 0 】 2 1 】指出，倍流整流电路在大电流场合具有下列优点：首先，它可以很 方便地把变压器和电感进行磁集成，利于减小变换器的体积。其次，变压器的原副边 匝比比采用其它整流电路小，使得变压器更易设计。当然倍流整流电路中两个电感要 做的比较一致也是设计的难点。从优化整流管的损耗来说，适合倍流电路的原边拓扑 应工作在对称状态。因此适合倍流整流的原边结构为桥式电路或推挽电路。但从从原 边开关管承受的电压电流应力考虑，桥式电路更适合4 8 v 输入的v r m ，全桥电路兼 顾了原边开关管电压应力和半桥一样，电流应力和推挽电路一样的优点，而且便于考 虑采用软开关技术，提高变换器的效率。而半桥电路具有结构简单，所用元器件少， 设计时变压器匝比相对小的优点，但难以实现软开关。 正激变换器结构简单，但需要加复位手段。而且由于它的变压器在复位期间不能 向负载提供能量，所以从提高负载突变的快速性来说正激变换器要比桥式电路和推 挽电路差一些。 另外值得一提的是采用隔离式变换器由于变压器的引入使得可以通过选择合适 的匝比来实现占空比的优化设计，这对效率，动态响应，纹波的优化都非常有利 7 。 由上分析可以看出在选择适合4 8 v 输入的v r m 拓扑时还应考虑具体情况和具体设计 要求。 1 4 壹塞塾至堕墨盔堂堡主兰垡笙塞一 2 2 2 整流器的选择 在影响v r m 效率的诸多因素中，整流管的导通损耗占据了最主要的部分，因此 它的选择至关重要。 a 肖特基二极管和同步整流管的比较 从目前的功率半导体元器件的性能参数来看，肖特基( s c h o t t k y ) 二极管和同步 整流管( m o s f e ts r 5 ) 的正向压降已经可以相差无几，当然肖特基二极管因无需额外 的驱动使用起来更方便。但是由于它们不同的i v 外特性使得在并联使用时m o s f e t 一 _ - d 整流器上的电流( ) 图2 - 3 肖特基和s r 的压降及损耗比较 s r s 的特性更好。如图2 - 3 ( a ) 所示，比较单只s c h o t t k y 和s r s 在通过7 0 a 电流时的正 向导通压降，可以发现s r s 更高一些。但如果比较两只并联即每只流过3 5 a 的电流， 可以发现s r s 的正向压降下降5 0 ，而s c h o t t k y 只下降2 2 。这是因为s r s 的i v 外特性是线性的，而s c h o t t k y 则是按照指数规律变化的缘故。可以想象并联的开关管 数目增加时，s r s 的这种优势会更明显。如图2 3 ( b ) 所示，如果电流为7 0 a ，在并联 开关管数目增加时，s r s 的损耗明显比s c h o t t k ) 小。此外，m o s f e t 具有负温度系 数特征，s c h o t t k y 具有正温度系数特征，这使得m o s f e t 具有更好的并联特性。因 此m o s f e t s r s 是目前适合作为v r m 整流器来使用的器件。但这并不意味着目前的 s 黜就能很好满足v r m 设计的需要，只是一种目前最好的选择而已。 b 同步整流管发展现状、瓶颈及趋势 通常我们总希望s r s 的导通电阻r d s ( o n ) 越小越好。以目前低压s r s 常用工艺结 构如图2 - 4 所示。下式可以说明影响r d s ( o n ) 的因素【2 2 】： ! ! 塑垒皇墨塑羔堡垫! ! 坐! 塑堡窒一 r o s ( d mt a r e a = - 8 3 l 旷a v 2 q c 其中a r e a 表示m o s 的极板面积，b v 表 示极间击穿电压。因此a r e a 越大，b v 越小意 味着r d s ( o h ) 可以越小。但当r d s f o n ) ：j 、到一定程 度( 几个毫欧) ，它的1 3 甚至一半主要来自封 装带来的阻抗。以n 沟道s t v l 6 0 n f 0 2 m 0 s f e t ( b v = 2 0 v ，i d = 1 6 0 a ，p o w e r s o 1 0 刑封装) 来说，虽然它的r d s ( o n 严i 6 m q ， d r a i n ( 2 1 ) 但r d s k ) n ) 的4 0 是由封装带来的。因此需要采 图2 - 4 传统m o s f e t 结构 用更好的办法来减小这一部分的电阻。另外减小b v 的值也可以减小r d s ( o n ) ，但目前 的m o s 制造工艺使得b v 的值最多能小到1 5 v - 2 0 v 这个级别【2 2 。 同时由于s r s 的损耗通常可以分为三个部分：导通损耗、开关损耗和门极驱动损 耗，因此并不是导通电阻越低，效率就越高。这主要看三部分损耗哪一部分或哪几部 分在总损耗中占据主导地位。以i r l 3 8 0 3 ( r d s ( o n ) = 6 m q ) 为例，图2 5 给出了f s = 3 0 0 k f i z ， j 榭= 5 0 a 时，s r s 上的损耗和并联开关管数目的关系。从图中可以看出当开关管并 联数目为5 时总的损耗基本达最小值。那么如何衡量一个s r 的性能昵? 文献【2 3 】研 究表明个s r 的损耗可以由下式近似表示： = 吃等+ 巳一昭厂 ( 2 2 ) 其中a 是器件面积( c m 2 ) 。是流过器件的电流有效值， ，l p 代表特定的导通电阻( q c i l l 2 )g 邸p 表示特定输入电容( f c m 2 ) 是门极电压 ，是开关频率 在这个式子里面，a 是变量，为了求得损耗最小值令d p d a = o 。可以得到： l k ： - 戳 导通损耗 总挣耗 心f | 一l 。卜， f11 “f ，、r 。，_ l s r 的数目n 图2 - 5s i r s 的损耗和并联数目的关系 j 6 8 6 4 2 o 8 6 4 2 o 南京航空航天人学硕士学位论文 p l 。= 。y g 、j 皿c lrain 2 1 a n , s o 2 - 3 ) 因此通常用常数k - - - - - r 。矿c i n , s p = r d s ( o n ) * a c i n a = r d s ( o n ) c i 。这个参数来判定 m o s f e t 的综合性能，有时也用另外一个常数f d 产酝* r d s ( o n ) ，二者是等价的。就目前 的制造工艺来说，因为v d m o s 技术仍停留在微米水平，这是s r s 的性能仍不够理 想的瓶颈。沟道型m o s 虽然比传统的v d m o s 性能好，但其衬底电阻的存在成为它 性能进一步提高的障碍。研究表明如采用亚微米技术和超大规模集成技术( v l s i ) ， v d m o