三相四象限PWM可控整流器仿真平台设计.doc

三相四象限PWM可控整流器仿真平台设计摘要:目前,传统二极管整流及相控整流因其结构简单,技术相对成熟,是目前中高档变频器中普遍采用的一种AC/DC变换形式。然而,随着绿色能源技术的快速发展,不可控整流引起电流畸变所产生的电磁干扰和谐波污染已经成为日益严重的问题,因此PWM整流器技术已成为电力电子技术研究的热点和亮点。PWM整流器可以实现网侧电流接近正弦波,功率因数近似为1并可实现四象限运行,其较快的动态响应,能量双向流动、直流母线电压可控制和抗负载扰动能力强等优点,使得节能和“绿色环保”高度的结合。本文详细介绍了三相电压型PWM整流器的工作原理，在三相静止坐标系下推导出基于开关函数的数学模型，并在此基础上通过坐标变换，建立其在两相静止坐标系和两相旋转坐标系下的数学模型。简要阐述了PWM整流器的换流过程并对系统主电路的参数选择进行了理论推导。对比分析了直接电流矢量控制和直接功率矢量控制技术。在此基础上，对PWM整流器的电流控制策略进行了深入的分析，探讨了基于电压定向控制的直接电流控制策略和基于电压的直接功率控制。其中，针对电压定向控制策略，引入空间矢量PWM (SVPWM)技术，并结合应用前馈控制技术，设计了基于电压定向控制的双闭环系统。本文在理论分析的基础上，利用MATLAB提供的电力电子工具箱，在Simulink仿真环境下建立了直接电流控制和直接功率控制两种策略的的仿真模型并进行了仿真实验，通过对仿真结果的分析，验证了各种控制策略下系统的正确性和可行性，为研究和开发PWM整流器提供了实用价值。关键词：PWM整流器 直接电流控制 直接功率控制 矢量控制The Design of Three-phase Four-quadrant PWM Controlled Rectifier Simulation PlatformAbstract:Currently, the traditional diode rectifier and its phase controlled rectifier is currently widely used in high-end inverter an AC /DC conversion form because its structure is simple and technology is relatively mature. However, with the rapid development of green energy technologies, the electromagnetic interference and harmonic pollution caused by the uncontrollable rectifier current distortion has become an increasingly serious problem, so PWM rectifier technology has become a hot research and highlights of power electronics. PWM rectifier can achieve nearly sinusoidal line current, power factor close to 1 and can achieve four-quadrant operation, and its fast dynamic response, two-way flow of energy, the DC bus voltage controllable and anti-load disturbance ability, etc., making the energy saving and green highly combined.This paper describes the working principle of a three-phase voltage-type PWM rectifier. The mathematical model based on switching function under three-phase stationary coordinate system is derived. And on this basis by the coordinate transformation establish its mathematical model under two-phase static coordinate system and two-phase rotating coordinate system. The commutation process of PWM rectifier is briefly described and main circuit parameters of the system was studied theoretically.It comparatively analyze the direct current vector control and direct power vector control technology. On this basis, the current control strategy of the PWM rectifier is analyzed in depth, the direct current control strategy based on directional voltage control and voltage-based direct power control are discussed. For the voltage-oriented control strategy, it introduces the space vector PWM (SVPWM) technology, combined with applied feedforward control technology, dual closed-loop system based on voltage -oriented control is designed.Based on the theoretical analysis, using the power electronics toolbox provided by MATLAB, it establishes the simulation model of direct current control and direct power control two strategies in Simulink simulation environment and takes the simulation experiments. By the analysis of simulation results, it verifies correctness and feasibility of the system with the various control strategies, providing practical value for research and development of a PWM rectifier.Keywords: PWM rectifier direct current control direct power control vector controlIII 目 录摘要:IAbstract:II1 绪论11.1 研究背景及意义11.2 PWM整流器的研究现状11.3 本文研究的主要内容32 三相电压型PWM整流器42.1主电路拓扑结构42.2 PWM整流器工作原理42.3 PWM整流器数学模型62.3.1 三相静止坐标系(a-b-c)下的数学模型62.3.2两相静止坐标系下的数学模型72.3.3两相旋转坐标系(d-q)下的数学模型92.4 SVPWM102.5 三相电压型PWM整流器控制策略112.5.1 直接电流控制112.5.2 直接功率控制123 系统参数设计153.1 交流侧电感设计153.2 直流侧电容设计163.3 PI调节器参数设计183.3.1 电流调节器参数设计183.3.2 电压调节器参数设计194 仿真平台设计、结果及分析214.1 直接电流控制仿真平台设计、结果及分析214.1.1 直接电流控制仿真平台设计214.1.2 直接电流控制仿真结果及分析224.2 直接功率控制仿真平台设计、结果及分析244.2.1 直接功率控制系统仿真平台244.2.2 直接功率控制仿真结果及分析254.3 直接电流控制与直接功率控制的比较27结 论28致 谢29参考文献301 绪 论1.1 研究背景及意义随着电力电子技术的发展，功率半导体开关器件性能不断提高，已从早期广泛使用的半控型功率半导体开关，如普通晶闸管(SCR)发展到如今性能各异且类型诸多的全控型功率开关，如双极型晶体管(BJT)、门极关断晶闸管(GTO)、绝缘栅双极型晶体管(IGBT)、集成门极换向晶闸管(IGCT)、功率场效应晶体管(MOSFET)以及场控晶闸管(MCT)等。而20世纪90年代发展起来的智能型功率模块(IPM)则开创了功率半导体开关器件新的发展方向。功率半导体开关器件技术的进步，促进了电力电子变流装置技术的迅速发展，出现了以脉宽调制(PWM)控制为基础的各类变流装置。目前这些变流装置很大一部分需要整流环节以获得直流电压，由于常规整流环节广泛采用二极管不可控整流电路或晶闸管相控整流电路，对电网注入了大量谐波及无功，给电网带来严重的“污染”。治理这种电网“污染”最根本的措施就是，要求变流装置实现网侧电流正弦化且运行于单位功率因数。因此，作为电网主要“污染”源的整流器，首先受到了学术界的关注，并开展了大量的研究工作。其主要思路就是将PWM技术引入整流器的控制之中，使整流器网侧电流正弦化且可运行于单位功率因数。根据能量是否可双向流动，派生出两类不同拓扑结构的PWM整流器，即可逆PWM整流器和不可逆PWM整流器。本论文只讨论能量可双向流动的可逆PWM整流器及其控制策略，以下所称PWM整流器均指可逆PWM整流器1。能量可双向流动的PWM整流器不仅体现出AC/DC变流特性(整流)，而且还可呈现出DC/AC变流特性(有源逆变)，因而确切地说，这类PWM整流器实际上是一种新型的可逆PWM变流器。经过几十年的研究与发展，PWM整流器技术已日趋成熟。PWM整流器主电路己从早期的半控型器件桥路发展到如今的全控型器件桥路，其拓扑结构已从单相、三相电路发展到多相组合及多电平拓扑电路1。PWM开关控制由单纯的硬开关调制发展到软开关调制，功率等级从千瓦级发展到兆瓦级，而在主电路类型上既有电压型整流器(Voltage Source Rectifier-VSR)，也有电流型整流器(Current Source Rectifier-CSR)1。 由于PWM整流器实现了网侧电流正弦化且运行于单位功率因数，实现能量双向传输，因而真正实现了“绿色电能变换”。由于PWM整流器网侧呈现出受控电流源特性，因而这一特性使PWM整流器及其控制技术的应用领域得到了发展和拓宽，如静止无功补偿(SVG)、有源电力滤波(APF)、统一潮流控制(UPFC)，超导储能(SMES)、高压直流输电(HVDC)、电气传动(ED)，新型UPS以及太阳能、风能等可再生能源的并网发电等1。1.2 PWM整流器的研究现状PWM整流器的研究始于20世纪80年代，这一时期由于自关断器件的日趋成熟及应用，推动了PWM技术在整流器领域的应用。1982年Busse Alfred, HoltzJoachim首先提出基于可关断器件的三相全桥PWM整流器拓扑及其网侧电流幅相控制策略，并实现了电流型PWM整流器网侧单位功率因数正弦波电流控制。1984年Akagi Hirofumi等提出了基于PWM整流器拓扑的无功补偿器控制策略，这实际上就是电压型PWM整流器早期设计思想。到20世纪80年代末，随着A.W. Green等人提出了基于坐标变换的PWM整流器连续离散动态数学模型及控制策略，PWM整流器的研究发展到了一个新的高度1。 自20世纪90年代以来，PWM整流器一直是学术界关注和研究的热点。随着研究的深入，基于PWM整流器拓扑结构及控制的拓展，相关的应用研究也发展起来，这些应用技术的研究，又促进了PWM整流器及其控制技术的进步和完善。这一时期PWM整流器的研究主要集中于以下几个方面:（1） PWM整流器的建模与分析;（2）电压型PWM整流器的电流控制;（3）主电路拓扑结构研究;（4）系统控制策略研究;（5）电流型PWM整流器研究。 PWM整流器数学模型的研究是PWM整流器及其控制技术研究的基础。自A.W. Green等提出了基于坐标变换的PWM整流器连续、离散动态数学模型之后， R. Wu, S. B. Dewan等较为系统地建立了PWM整流器的时域模型，并将时域模型分解成高频、低频模型，且给出了相应的时域解。而Chun T. Rim和Dong Y.Hu等则利用局部电路的dq坐标变换建立了PWM整流器基于变压器的低频等效模型电路，并给出了稳态、动态特性分析。在此基础上Hengchun Mao等人又建立了一种新颖的降阶小信号模型，从而简化了PWM整流器的数学模型及特性分析6。 为了使电压型PWM整流器网侧呈现受控电流源特性，其网侧电流控制策略的研究显得十分重要。在PWM整流器技术发展过程中，电压型PWM整流器网侧电流控制策略主要分成两类:一类是由J. W. Dixon和B. T. Ooi首先提出的“间接电流控制”策略;另一类就是目前占主导地位的“直接电流控制”策略。“间接电流控制”实际上就是所谓的“幅相”电流控制，即通过控制电压型PWM整流器的交流侧电压基波幅值、相位，进而间接控制其网侧电流。由于“间接电流控制”其网侧电流的动态响应慢，且对系统参数变化灵敏，因此这种控制策略己逐步被“直接电流控制”策略所取代。“直接电流控制”策略以其快速的电流响应和鲁棒性受到了学术界的关注，并先后研究出各种不同的控制方案，主要包括以固定开关频率且采用电网电动势前馈的SPWM控制，以及以快速电流跟踪为特征的滞环电流控制等7。为了提高电压利用率并降低损耗，基于空间矢量的PWM控制在电压型PWM整流器电流控制中取得了广泛应用，并先后提出了多种控制方案。目前，电压型PWM整流器网侧电流控制有将固定开关频率、滞环及空间矢量控制相结合的趋势，以使其在大功率有源滤波等需快速电流响应场合获得优越的性能。此外，在具体的控制策略上还相继提出了状态反馈控制等。 就PWM整流器拓扑结构而言，可分为电流型和电压型两大类。而对于不同功率等级以及不同的用途，人们研究了各种不同的PWM整流器拓扑结构。在小功率应用场合，PWM整流器拓扑结构的研究主要集中在减少功率开关和改进直流输出性能上。J. Shieh等对四开关三相电压型PWM整流器进行了建模与分析，并阐述了这类电路的工作特点8。对于大功率PWM整流器，其拓扑结构的研究主要集中在多电平拓扑结构变流器组合以及软开关技术上。 随着PWM整流器及其控制策略研究的深入，研究人员相继提出了以下较为新颖的系统控制策略：(1)无电网电动势传感器及无网侧电流传感器控制(2)基于Lyapunov稳定性理论的PWM整流器控制(3) PWM整流器的时间最优控制(4)电网不平衡条件下的PWM整流器控制9。1.3 本文研究的主要内容本文首先对三相电压型PWM整流器的工作原理进行分析，然后详细介绍其直接电流控制策略和直接功率控制策略并进行MATLAB平台设计及仿真实现，主要工作如下:1.3.1.分析三相电压型PWM整流器的结构、工作原理，数学模型，并给予比较分析。 1.3.2.对直接电流控制和直接功率控制两种控制策略进行原理、实现、结构、特点等方面的比较分析。并对电压空间矢量(SVPWM)控制技术进行了原理和实现分析。 1.3.3.设计分别基于直接电流控制策略和直接功率控制策略的三相PWM整流系统MATLAB仿真平台，包括主电路、控制电路设计。 1.3.4.探讨两种控制策略的仿真模型的电路参数的具体设计方法，进行仿真实验并对结果进行对比分析。2 三相电压型PWM整流器本章将结合PWM整流器的原理，对其改善功率因数以及四象限运行机理进行深入研究，并对PWM整流器的各种拓扑结构进行比较分析，对各种坐标系下的数学模型进行详细的推导及简化，为后续章节打下基础。2.1主电路拓扑结构电压型PWM整流器主电路拓扑结构的类型有很多，而电压型PWM整流器一个最显著的特点就是直流侧接电容器，对直流电压进行滤波，从而能够获得比较平稳的直流电压，而本设计主要是将三相电压型PWM整流器作为研究对象。图2.1 三相电压型PWM整流器主电路拓扑三相电压型PWM整流器的拓扑结构如图2.1所示，其中在所示的电路中三相电感L起滤波作用，因此交流侧电流可近似认为是三相正弦电流，C为直流侧电容，起稳压滤波的作用，当系统稳定时，可保持直流母线电压基本不变，故可看作是直流电压源。R为线路与开关管的等效电阻，为负载。2.2 PWM整流器工作原理图2.2 PWM整流器模型电路PWM整流器实际上是一个交、直流侧可控的四象限运行的变流装置。为便于理解，以下首先从模型电路阐述PWM整流器的原理。图2.2为PWM整流器模型电路，可以看出:PWM整流器模型电路由交流回路、功率开关管桥路以及直流回路组成。其中交流回路包括交流电动势e以及网侧电感L等;直流回路包括负载电阻及负载电动势等;功率开关管桥路可由电压型或电流型桥路组成。当不计功率开关管桥路损耗时，由交、直流侧功率平衡关系得 （2.1）式中v、i是模型电路交流侧电压、电流; 、是模型电路直流侧电压、电流。由上式不难理解:通过模型电路交流侧的控制，就可以控制其直流侧，反之也成立。以下着重从模型电路交流侧入手，分析PWM整流器的运行状态和控制原理。稳态条件下，PWM整流器交流侧矢量关系如图2.3所示。 图2.3 PWM整流器交流侧矢量关系图 E-电网电动势 V-交流侧控制电压 -电感电压 I-交流侧电流 为简化分析，对于PWM整流器模型电路，只考虑基波分量而忽略PWM谐波分量，并且不计交流侧电阻。这样可从图2.3分析:当以电网电动势矢量为参考时，通过控制交流电压矢量V即可实现PWM整流器的四象限运行。若假设|I|不变，因此也固定不变，在这种情况下，PWM整流器交流电压矢量v端点运动轨迹构成了一个以为半径的圆。当电压矢量v端点位于圆轨迹A点时，电流矢量I比电动势矢量E滞后，此时PWM整流器网侧呈现纯电感特性，如图2.3a所示;当电压矢量V端点运动至圆轨迹B点时，电流矢量I与电动势矢量E平行且同向，此时PWM整流器网侧呈现正电阻特性，如图2.3b所示;当电压矢量U端点运动至圆轨迹C点时，电流矢量I比电动势矢量E超前，此时PWM整流器网侧呈现纯电容特性，如图2.3c所示;当电压矢量I端点运动至圆轨迹D点时，电流矢量I与电动势矢量E平行且反向，此时PWM整流器网侧呈现负阻特性，如图2.3d所示10。以上，A, B. C, D四点是PWM整流器四象限运行的四个特殊工作状态点，进一步分析，可得PWM整流器四象限运行规律如下: (1)电压矢量Y端点在圆轨迹AB上运动时，PWM整流器运行于整流状态。此时，PWM整流器需从电网吸收有功及感性无功功率，电能将通过PWM整流器由电网传输至直流负载。值得注意的是，当PWM整流器运行在B点时，则实现单位功率因数整流控制;而在A点运行时，PWM整流器则不从电网吸收有功功率，而只从电网吸收感性无功功率。 (2)当电压矢量V端点在圆轨迹BC上运动时，PWM整流器运行于整流状态。此时，PWM整流器需从电网吸收有功及容性无功功率，电能将通过PWM整流器由电网传输至直流负载。当PWM整流器运行至C点时，PWM整流器将不从电网吸收有功功率，而只从电网吸收容性无功功率。 (3)当电压矢量v端点在圆轨迹CD上运动时，PWM整流器运行于有源逆变状态。此时PWM整流器向电网传输有功及容性无功功率，电能将从PWM整流器直流侧传输至电网。当PWM整流器运行至D点时，便可实现单位功率因数有源逆变控制。(4)当电压矢量V端点在圆轨迹DA上运动时，PWM整流器运行于有源逆变状态。此时，PWM整流器向电网传输有功及感性无功功率，电能将从PWM整流器直流侧传输至电网。实现四象限运行的控制方法有:一、可以通过控制PWM整流器交流侧电压，间接控制网侧电流;二、可以通过网侧电流的闭环控制直接控制PWM整流器的网侧电流11。2.3 PWM整流器数学模型1 为了简化分析作如下假设:(1)电网电动势为三相对称正弦理想电压源（）；(2)网侧三相滤波电感L各相相等，且认为是线性的，不考虑饱和;(3)功率开关管损耗与交流电感及网侧电阻以电阻值R等效表示;(4)直流侧负载用电阻表示，系统运行于整流状态。2.3.1 三相静止坐标系(a-b-c)下的数学模型首先定义三相PWM整流桥单极性二值逻辑开关函数 （k=a ,b, c）则有， （2.2）式中，。 此处仅考虑三相平衡无中线系统，故可得 （k=a ,b, c） （2.3）对直流侧分析得 （2.4）整理得到三相电压型PWM整流器开关函数描述数学模型 （k=a ,b, c） （2.5） （2.6） 式中为直流负载电流。 引入状态变量X，且，则采用开关函数描述的三相电压型PWM整流器数学模型的状态变量表达式为 （2.7）式中2.3.2两相静止坐标系下的数学模型 通过坐标变换，可以将PWM整流器三相对称静止坐标系的数学模型转换成在两相垂直静止坐标系下或者以电网基波频率同步的同步旋转坐标系(d-q) 下的表示形式。这样做的主要目的是为了简化控制系统的设计，例如，在三相对称静止坐标系下的基波正弦变量转换到同步旋转坐标系下，正弦变量就成了直流变量。从三相静止坐标系(a-b-c)变换到两相垂直静止坐标系，其中轴与a轴重合，而轴超前a轴90度相角。两坐标系的位置关系见图2.4。图2.4 三相静止坐标系(a-b-c)到两相垂直静止坐标系变换采用等功率变换方式，变换矩阵为令零轴分量为则矢量X从(a-b-c)坐标系到坐标系下的变换为 对式(2.7)、(2.8)进行变换，可得到两相静止坐标系下的开关函数的数学模型表达式 （2.9） （2.10） （2.11）该坐标系下对应的状态变量表达式为 （2.12）式中根据式(2.18),(2.19),(2.20)，画出两相静止坐标系下的数学模型结构如图2.5所示。图2.5 两相静止坐标系下PWM整流器数学模型2.3.3两相旋转坐标系(d-q)下的数学模型 将两相静止垂直坐标系(d-q)中的数学模型进一步变换为两相同步旋转坐标系(d-q)中的数学模型。两相同步旋转坐标系(d-q)以电网电压基波角频率在逆时针旋转，q轴与轴夹角为，坐标系与坐标系(d-q)的位置关系如图2.6所示，变换矩阵为 （2.13）图2.6 两相静止垂直坐标系到两相同步旋转坐标系(d-q)变换联合式(2.15),(2.26)得到从三相静止坐标系(a-b-c)到两相同步旋转坐标系(d-q)的坐标变换矩阵。 （2.14）从而，得到两相同步旋转坐标系(d-q)中的数学模型，其模型结构如图2.7所示。 （2.15） （2.16） （2.17）图2.7 两相同步旋转坐标系(d-q)中数学模型2.4 SVPWMSVPWM 的理论基础是平均值等效原理，即在一个开关周期内通过对基本电压矢量加以组合，使其平均值与给定电压矢量相等。在某个时刻，电压矢量旋转到某个区域中，可由组成这个区域的两个相邻的非零矢量和零矢量在时间上的不同组合来得到。两个矢量的作用时间在一个采样周期内分多次施加，从而控制各个电压矢量的作用时间，使电压空间矢量接近按圆轨迹旋转，通过逆变器的不同开关状态所产生的实际磁通去逼近理想磁通圆，并由两者的比较结果来决定逆变器的开关状态，从而形成PWM 波形13。图2.8 八个基本电压空间矢量的大小和位置其中非零矢量的幅值相同(模长为)，相邻的矢量间隔 60,而两个零矢量幅值为零，位于中心。在每一个扇区，选择相邻的两个电压矢量以及零矢量，按照伏秒平衡的原则来合成每个扇区内的任意电压矢量。矢量 在T时间内所产生的积分效果值和 、分别在时间 、内产生的积分效果相加总和值相同。由于三相正弦波电压在电压空间向量中合成一个等效的旋转电压，其旋转速度是输入电源角频率，等效旋转电压的轨迹将是如图1-3 所示的圆形。所以要产生三相正弦波电压，可以利用以上电压向量合成的技术，在电压空间向量上，将设定的电压向量由(100)位置开始，每一次增加一个小增量，每一个小增量设定电压向量可以用该区中相邻的两个基本非零向量与零电压向量予以合成，如此所得到的设定电压向量就等效于一个在电压空间向量平面上平滑旋转的电压空间向量，从而达到电压空间向量脉宽调制的目的。由SVPWM的实现原理可知SVPWM实现要经过以下几个步骤：期望电压矢量的求解、扇区判断、当前扇区对应两个非零矢量及零矢量的作用时间的求解、各个矢量作用的初始时间与结束时间的确定。其中期望电压矢量求解实际上是由电流调节器输出得到、，经过坐标变化得到和，即可确定了期望空间电压矢量，此步在本文不再展开。2.5 三相电压型PWM整流器控制策略2.5.1 直接电流控制VSR直接电流控制是针对VSR间接电流控制不足(动态响应慢、对参数敏感)而提出来的。这种直接电流控糊与间接电流控制在结构上的主要差别在于：前者具有网侧电流闭环控制，而后者则无网侧电流闭环控制。学者先后提出固定开关频率PWM电流控制、滞环PWM电流控制、固定开关频率滞环PWM电流控制、电压定向控制、虚拟磁链定向控制等电流控制方案。这些方案各有其优点。由于仿真平台中仅应用了基于电压定向控制的直接电流控制方法，本文仅对基于电压定向控制的直接电流控制方法进行阐述。电压定向控制是一种基于同步旋转坐标的矢量控制方式，下图是电压定向控制的矢量图。 图2.9 电压定向控制矢量图由上图可知：，为整流器交流输入电压和电流矢量，经过Clark和Park坐标变换，分别变为在两相坐标系的，在两相旋转坐标系下的，。这样，就把对交流量的控制变为对直流量的控制。控制框图如下： 图2.10 直接电流控制结构框图 电流控制的目的是使交流侧电流跟踪电流给定，由给定信号与实际的电流之间的差值产生桥臂的开关动作信号，以减小该差值。因此，电流控制器有两个作用:电流误差补偿和PWM电压调制。从电网侧采样得到的三相对称的电流经过坐变换可将坐标系ABC中的基波正弦变量变换成坐标系dq中的直流变量。因此电流内环采用PI调节器可以取得无静差调节。 因此，以电压反馈作外环加上以电流反馈作内环的双闭环串级控制结构最为适合。其中电压外环用于控制整流器的输出电压，而电流内环则实现整流器网侧单位功率因数正弦波电流控制。2.5.2 直接功率控制14直接电流控制的优点为动态响应速度快、限流容易、控制精度高，缺点是要实现PWM整流器电压空间欠量控制，需要解正弦函数和反正切函数等算法，这需要复杂的算法(由DSP或多片单片机实现)和调制模块。然而，当交流源电压一定时，如能直接控制PWM整流器的瞬时有功和无功，同样可以达到控制输入电流的效果，这种控制技术称为直接功率控制(DPC)。直接功率控制的主要思路是由全控型器件开关状态来估计有功和无功。当整流器六个IGBT在不同开关状态时，有着不同的瞬时有功和无功，通过控制IGBT开关状态，就可直接对功率进行控制。直接功率控制有基于电压和基于虚拟磁链两种控制策略，本文仅针对前者进行阐述。整流器输入端的有功分量P与无功分量分别为： （2.18） （2.19）这种控制方式忽略整流器输入端电阻R，根据有功和无功估算式，由交流侧电流，整流器开关状态，以及直流侧电压来计算瞬时有功和无功功率。设三相电路各相电压和电流的瞬时值分别为,.和,，经过坐标变换到下，可以得到两相坐标系下的电压,和电流,。电压和电流可以分别合成旋转的电压矢量和电流矢量，两个矢量的夹角为，定义三相电路的瞬时有功电流定义三相电路的瞬时有功电流和瞬时无功电流分别为电流矢量i在电压矢量u及其法线方向的投影，即: （2.20） 定义三相电路瞬时有功功率p电压矢量的模和三相瞬时有功电流的乘积，三相瞬时无功功率q为电压矢量的模和三相电路瞬时无功电流的乘积，即: （2.21）控制框图如下：给定与估算的有功和无功比较，其误差经过滞环比较器和复平面扇区识别器后，实时地决定整流器下一次开关状态，最终达到对功率的控制。图2.11 基于电压的直接功率控制框图如图2.11中略去了电阻R。直接功率(DPC)控制系统包括直流电压外环、功率内环结构;由交流电压、电流检测电路和直流电压检测电路、3/2变换，功率估算器、扇形划分器、功率滞环比较器、开关表及电压外环。瞬时有功与无功功率根据检测到的电流,及,。由等功率3/2坐标变换得到两相坐标系下的电压,和电流，,今，然后得到瞬时有功和无功功率的估算值p、q, p和q与给定的和比较后的差值信号送入功率滞环比较器，得到、开关信号;扇形划分由,确定u的幅角，根据确定u的位置划分扇区，得到扇区信号。由直流电压外环PI调节器的输出(代表电流)与直流电压的乘积设定，设定为0,以实现单位功率因数。根据,、在开关表中选择所需的,去驱动主电路开关管。由于直接功率控制PWM整流器采用瞬时功率控制，具有高功率因数、低总谐波失真（THD）、算法及系统结构简单的特点，引起了很多研究人员的关注。3 系统参数设计在三相PWM整流器设计中，主电路交流侧电感L和直流侧电容C的选择对整个整流器各方面性能的影响都是至关重要的。仿真分析作为科学研究的重要辅助工具，对系统的设计起着指导作用。本章将在下面详细介绍这两个参数的设计原理和整流器系统的仿真分析。3.1 交流侧电感设计 在三相PWM整流器系统设计中，其交流侧电感的取值不仅影响到电流环的动、静态响应，而且还制约着PWM整流器的输出功率、功率因数以及直流电压。其主要作用可以归结如下15: (1)隔离电网电动势与PWM整流器交流侧电压。通过PWM整流器交流侧电压(或电流)的相位、幅值的PWM控制可实现PWM整流器的四象限运行。 (2)滤波。滤除交流侧PWM谐波电流，实现PWM整流器交流侧正弦波电流控制。 (3)使PWM整流器具有Boost变换的性能。 4)使PWM整流器具有良好电流波形的同时，还可以向电网传输无功功率，甚至实现网侧纯的电感、纯电容运行特性。 (5)使PWM整流器控制系统获得了一定的阻尼特性，有利于控制系统的稳定运行。忽略交流侧等值电阻，整流器的工作方程如下: （3.1）式中， m=a,b,c （3.2）为输出直流电压。以A相为例，改写为增量方程: （3.3）其中，一开关周期。从前面的分析可知，无论电感L的值选择是过大或过小均会对整流器的性能产生很大的影响。同样以A相为例，电流在跟踪参考信号的过程中，电流波动量在每个开关周期中均不能超过最大给定的波动值。考虑最坏情况，即在电流峰值附近(理想情况下，此时的相电压也为峰值)，谐波电流的脉动最严重，电感应该足够大。此时有: （3.4）知 （3.5）式中A相相电压有效值;A相电流的峰值;A相电流允许最大脉动，一般情况下为20%。当电感L取得过大时，实际电流对给定电流的跟踪性能会变差。当电流过零时，电流变化率最大，要求电感L足够小才能满足快速跟踪的性能指标要求。此时，电流的跟踪速度应该大于电流的变化率。由此可得下面的关系式: （3.6）式中，-交流电源角频率故有 （3.7）在电流过零时有 （3.8）本系统实际参数为：输入交流电源相电压有效值U = 220V，输入电流峰值Imax=10A，允许最大电流脉动，角频率，输出直流电压=600V。由式(5-4)和式(C5-7)计算可知，此时可以选择电感L=20mH。经仿真验证，本系统最终选择L=20mH。3.2 直流侧电容设计 在P我们整流器主电路参数设计中，除交流侧电感参数的设计外，直流侧电容的设计是另一个重要的参数设计，PWM整流器直流侧电容的主要作用如下：(1) 缓冲PWM整流器交流侧与直流负载间的能量交换，且稳定直流侧的输出电压。 (2)抑制直流侧谐波电压，为高频部分提供通路。 一般情况下，为了满足电压控制的跟随性能指标，直流侧的电容应该尽可能的下，确保直流侧电压的快速跟踪控制;另一方面，为了满足输出直流电压的稳定性即抗扰性性能指标，直流侧电容应该尽可能的大，以限制直流电压的脉动。 从满足电压跟随性能指标考虑，此时考虑三相PWM整流器从直流电压最低值到直流电压额定值时的动态过程。电压在功率开关管不进行调节时(由于功率开关管中的续流二极管的作用，相当于三相二极管整流)，输出直流电压取得最小值。 （3.9）式中，三相PWM整流器线电压有效值。输出直流电压额定值为 （3.10）式中，直流输出额定功率;额定直流负载电阻 当三相PWM整流器直流电压指令为额定直流电压指令值时，若电压调节器采用PI调节器，则在三相PWM整流器实际直流电压为超过指令值前，电压调节器输出一直处于饱和状态。由于电压调节器的输出表示三相PWM整流器交流侧电流幅值指令，因此若忽略电流内环的惯性，则此时三相PWM整流器直流侧将以最大电流对电容充电，使直流电压以最快的速度上升。等效电路如图3.1所示。(a)恒流源 （b）恒压源图3.1 直流电压跃变时的动态等效电路考虑直流电压初始值为,有图3.1(b)易得: （3.11）将带入上式,化简得: （3.12）解得 （3.13）由跟随性能指标,若要求输出直流电压以初始值跃变到额定直流电压时的上升时间不大于,则有: （3.14）显然成立,故有: （3.15）一般情况下,常取: 将式(3.15)代入式(3.14),化简有: （3.16）由此可见,根据直流电压控制的跟随特性可以计算出直流侧电容C的上限值。考虑电压的跟随特性,直流侧电容应该越小越好.但是,考虑到直流侧电压的脉动性能指标,直流侧电容的下限应该有所限制考虑三相PWM整流器直流侧电压由空载到满载的扰动时的动态过程,可以同样推出直流侧电容的下限条件: （3.17）式中直流电压的最大脉动值;为直流电压最大脉动相对值对比式(3.16)与式(3.17)得电容上下限取值之比为: （3.18）显然,要使电容取值既满足跟随特性指标,又满足抗扰特性指标, 必须满足: （3.19）在实际工程设计过程中,往往很难满足式(5.19),所以在电容C的设计过程中,必须根据实际的需要,综合考虑直流电压的跟随性和抗扰性性能指标的要求。经试取、仿真实验调整，最终本系统交流侧电容值取C=300uF。3.3 PI调节器参数设计3.3.1 电流调节器参数设计 整流器系统中，电流环作为内环，迫使输入电流跟踪指令电流，能够提高系统的动态响应能力。假定给定电压在PWM线性调制区内没有饱和，dq轴电流完全被解耦，在设计电流控制器时考虑反馈电流输入信号滤波，同时考虑整流器本身的时间常数，得到如图2所示的简化d轴电流环等值方框图。 图3.2中为整流器的放大倍数，为整流器的延时常数，等于开关周期的一半，为反馈通道滤波时间常数。电流环系统开环传递函数为 图3.2 d轴电流控制环等值方框图 （3.20）考虑零极点对消和设计方便，由于和都是较小的时间常数，可用一个时间常数为的一阶惯性环节来代替两个惯性环节。因此，得到d轴电流分量闭环传递函数为 （3.21）式中，。根据二阶系统的基本特征，阻尼比=0.707时，系统的超调量和调节时间比较合适。因此，算出相应的环路增益K，进而推出电流调节器的参数。相似地，q轴电流调节器参数也可以根据d轴方法来求出，实际工程应用和分析时二者参数应取相同。经试取、仿真实验调整，本系统电流控制环最终参数为=70,=1667。3.3.2 电压调节器参数设计电压调节器作为外环调节，能稳定输出直流电压，使得输出直流电压比输入电压峰值高。整流器系统输入电流与输出直流电压之间的传递函数为式中;； 表示整流器输入电阻; 为输入电流幅值;U为输入电压有效值。采用此模型减少开关函数对电流和直流电压的影响，给分析和设计电压调节器带来方便。在设计时，考虑输入电流无误差