长虹CH-6型彩色电视机开关电源电路.doc

彩色电视机开关电源的设计彩色电视机开关电源设计摘 要随着电视机产品多样化的发展，越来越多的新款式，在扼要阐明单管反激型变换器的原理、特点基础上，着重讨论了它在彩电方面的重要应用；指出彩色电视机电源对反激型变换器的特殊要求、技术难点和对策新机型出现在我们的身边，从五六十年代的黑白电视机到现在的纯屏彩电，等离子彩电，日新月异的新花样丰富了我们的生活，同样越来越多，而且越来越复杂的维修问题摆在我们的面前。所以电视机维修也应运而生，其中就有对开关稳压电路的维修，所以在日常生活中备一个开关稳压电源是必要的。本文介绍了开关稳压电源的一些基本电路，详细地分析开关稳压电源的稳压电路、开关变压器、保护电路和振荡电路等问题。关键词：彩电；开关稳压电源；开关变压器；保护电路；振荡电路 目 录1开关电源电路的工作原理1.1 开关电源的功能.31.2 开关电源的基本组成42 开关电源电路分析2.1 长虹CH-10型彩色电视机开关电源电路分析.52.2起动电路.52.3内部振荡器，稳压原理和过流保护.72.4 准谐振运用.92.5驱动电路，锁定触发器，热保护和过压保护.102.6低耗功率的方法.11总结.16参考文献.17总图181 开关电源的工作原理1.1 开关电源电路的功能在彩色电视接收机中，开关电源电路220V，50HZ的交流电转换成电压稳定的直流电源，供给电视机各个功能电路使用。它的性能好坏直接影响到整机的电路的工作质量，因此对开关电源电路提出了较高的要求，可以概括以下几点。（1） 有良好的稳压特性，电网电压在一定范文内变化或电源负载变化时，输出的电压应基本不变。（2） 纹波电压小，输进的交流电压经整流，滤波和稳压后，纹波越小越好，一般要求纹波小于510mV。（3） 电源内阻小。电源内阻越小，负载能力越强，即输出电压受负载变动的影响越小，一般要求电源内阻应小于3欧姆。（4） 受环境温度影响小。输出电压不应随使用时间及环境温度而变化。（5） 有较好的保护措施，避免因负载短路或过流等故障而损坏电源。（6） 损耗较小，效率高。1.2开关电源的基本组成（1） 效率高。开关型稳压电源的调整管工作在开关状态，功耗很小，效率可大大提高，其效率通常可达80%90%。（2） 重量轻。开关型稳压电源常采用电网输进的交流电压直接整流，省去了笨重的工频变压器。（3） 稳压范围宽。输进交流电压在130260V之间变化时，输出电压的变化在2%之下。（4） 安全可靠。在开关型稳压电路中，可附加过压，过流保护电路，自我保护功能强。（5） 滤波电容量小。由于开关信号频率高，滤波电容量可大大减小。图1开关稳压电源的基本组成2开关电源的分析 2.1长虹CH-6型彩色电视机开关电源电路分析长虹CH-6型彩色电视机开关电源采用日本三洋公司生产的彩色电视机开关电源专用集成电路STR-F6656，能在150260V交流电压范围内正常工作，输出功率大，可提供150W以上的功率，设计有过流，过压，过热保护电路。 长虹CH-16机芯开关电源工作在两种状态：待机工作状态和正常工作状态。正常工作状态指开关电源满负荷工作，输出端电压到标准值。电源工作在待机状态时，电源的振荡电路处于间歇振荡状态，此时，开关电源不仅输出电压低，此时输出的低电压有经过二次稳压电路稳压后，供给其他电路。2.2起动电路当AC电源在t0加入时，由图3可知，在半个周期内，A点对地峰值电压VAVd（整流电压），VA经过R902向C909充电，使IC脚上电压Vin近似线性上升（见图3）。当Vin上升到阈值电压Vin(ON)=16V时，IC内的控制电路开始起动，Vin端口上的输入电流Iin由100A突升到30mA，电容C909来不及供电而使Vin下降。如果此时由驱动绕组D1所提供的DC电压足够的话，Vin将不致于掉到仃振阈值11V以下，则IC继续工作起动成功。驱动绕组D1的圈数须保证经整流后在C909上电压超过11V，同时又要低于20.5V。因为Vin大于20.5V则过压保护电路起作用，Vin小于10V时则欠压保护电路起作用。一般Vin取18V是较合适的。关于R902及C909的选值要适当。R902、C909太大均会使IC起动时间t1t0延长。但C909亦不能过小，否则在驱动绕组电压到来之前它已不能维持IC动作，这样就不能顺利起动。一般对宽电源(90270)VAC电压C909取(47100)F，R902取47k68k是合适的，对窄电源（200VAC），R902可取82k150k。在本例子中，当R902=82k，C909=47F，输入电压为90V时，其开机起动时间为1.3s左右。图2 1STRF6600系列方框图图4起动时Vin端口电压的波形2.3内部振荡器，稳压原理和过流保护（1）内部振荡器IC内部振荡器是通过对C1的充放电而形成振荡脉冲的，放电时间常数C1R1(50s)决定了MOSFET的关断时间。在PRC运用模式中，稳压是由固定toff而变化ton来达到的。图4示出了当没有稳压控制信号输入时，内部振荡器的工作波形。由图5波形可见，当MOSFET导通时，电容C1被充电到6.5V。同时漏极电流ID逐步上升，在R5上形成一锯齿形状电压VR5。VR5通过R4后几乎无损失地加到IC的脚OCP/FB端口。当脚电压V1达到阈值Vth10.73V时，比较器1开始动作，它使振荡器输出反相，并通过驱动级将MOSFET关断。此后C1通过电阻R1放电，C1两端电压按恒定的放电时间常数C1R1线性下降。当它降到3.7V左右时，振荡器输出再次反相，使MOSFET重新导通，C1电压再次跳升到6.5V。如此不断重复上述过程。由上述可知，MOSFET的导通持续时间ton是由VR5的上升斜率决定的，而toff在PRC模式中则由C1R1决定。振荡过程： 220V交流电压经R802限流降压、C819滤波后，加到N811的（6）脚，作为启动电压。当N811的（6）脚电压达到10.3V以上时，电路开始振荡，振荡脉冲从N811的（5）脚输出，经R820加到开关管V840的栅极，使V840工作在开关状态，在开关变压器T803的（4）、（1）绕组产生感应电压，经T803的互感，在（6）、（5）绕组、（7）、（5）绕组产生感应电压。T803（6）脚产生的感应电压经VD819整流、C820滤波、R819限流后输出12V电压加到N811的（6）脚，向N811提供稳定的供电电压，同时N811的（6）脚内部有过压检测电路，当N811的（6）脚电压大于18V时，过压保护电路动作，（5）脚停止输出激励脉冲。T803的（7）脚输出的感应电压，经R825、R811加到N811的（8）脚，N811的（8）脚内接过零检测电路，如果N811的（8）脚检测不到脉冲输入，或输入的脉冲幅度太小，N811的（5）脚将无激励脉冲输出。开关电源停止工作。 稳压及保护： N811的（1）脚为误差放大取样电流输入端，R811、R817、R816、RP823、VD823、R825、C823和开关变压器T803的（5）、（7）绕组构成稳压控制电路，当电源电压发生变化时，N811的（1）脚电压也发生变化，通过内部调节，使输出电压稳定。 N811的（2）脚经R812与300V电压相连，当电网电压过高时，N811的（2）脚电压也升高，当该脚电压大于3V时，内部过压保护电路动作，（5）脚无激励脉冲输出。 N811的（3）脚为欠压保护输入端，当该脚电压低于1.8V时，内部欠压保护电路动作，（5）脚无激励脉冲输出。 另外。TDA4605还有驱动功率检测电路、软启动电路等等。（2）稳压原理如图6所示，为了控制输出，光耦合器的误差信号输出电流在R4上形成电压降VR4串接在VR5上，从而使输入到脚的电压V1波形部分受到VR4的控制，使比较器1提前或拖后反相，以改变MOSFET的ton从而改变次级输出电压，达到稳压的目的。这属于电流控制方式。一般说来，在电流控制方式中，轻载时VR4会升高，有可能使MOSFET导通时的浪涌电流所引起的噪声对比较器1带来误触发。为了解决这个问题，在MOSFET关断期间插入一个有源低通滤波器，它是由C5和一个1.35mA恒流源组成，旁接于脚和地之间。在MOSFET导通之前，该滤波器分流了从光耦输出的约一半电流量，因而使VR4直流偏置量有效降低，防止了导通浪涌电流的叠加而引起的误触发，此外C5的存在也加大了对噪声的吸收旁路作用。应该指出的是，现在ton的控制是通过改变VR4的直流电压达到（见图7），这与过去传统方法不同，过去的STRS6700和STRM6800系列是靠改变充电电压的斜率而达到改变ton的。（3）过流保护这是一个脉冲连着脉冲的过流检测电路。由图6中的波形可见，比较器1起着过流保护作用。只要正比于Id的电压V1峰值超过限值0.73V时，就会强迫振荡器输出反相，使MOSFET关断，ton变小，达到了限制输出电流和输出功率的目的。2.4准谐振运用上面讨论了纯光耦反馈电路的PRC工作情况，实际的应用电路应包括从变压器驱动绕组D1来的反馈支路（它包括D903，R908，C913，D904等元器件），由于这个支路的存在，使得V1在MOSFET关断期间含有与VDS成比例的电压成份，它叫准谐振信号（见图7）。根据准谐振信号的电平大小可决定该电源是工作在PRC方式还是准谐振方式。在MOSFET关断期间如果准谐振信号V1处在0.73V与1.45V之间，则比较器1起作用使电源进入PRC方式；如果准谐振信号V1超过1.45V（V1最大值为6.0V），则比较器2起作用使toff降为1.5s(min)左右，但现时功率管的关断时间不取决于此值，而是比它大得多。事实上只要V1保持大于0.73V，则MOSFET仍然维持关断，什么时候开始转导通，则由准谐振方式决定。准谐振方式就是使MOSFET在VDS的谐振周期的半周处导通，这样可保证较低的开关电应力和减少开关损耗，为达此目的，需要满足以下二条件：（1）在漏极和地之间要有一个合适的电容C908存在，由它与初级电感构成LC谐振回路，以便形成漏源极之间电压VDS的谐振波形；（2）栅极驱动中要有合适的延迟以保证当准谐振信号V1下降到0.73V以下，MOSFET开始导通时恰好对应于VDS波形的最低处。在具体调整时，可用一功率表监测电源输入端，（1）驱动电路在固定输出负载下，调整R908、C913大小，以获得最小输入功率，此时可判断延迟时间为最合适。还要指出的是延迟作用也有C910和电路分布电容的参与，所以即使不接入C913，电路仍会有某些延迟。 2.5驱动电路，锁定触发器，热保护和过压保护这是恒压驱动电路，它利用稳压二极管ZD1(8.6V)来保护恒定的驱动信号幅度。当驱动信号为正脉冲时，Q1导通，通过电阻RG1RG2对MOSFET激励使之成为软开关。当输入信号为零电平时，Q1截止，Q2导通，MOSFET栅极电荷将经过一个较小的电阻RG1而迅速放电。稳压二极管ZD1的作用是保护MOSFET在截止时不致于被上冲的VDS(500V600V)通过DG极间电容耦合到栅极而将管子损坏。（2）锁定触发器Latch当电路发生过压或过热时，芯片内有关电路会将锁定触发器置ON，使脚上电压Vin在10V16V之间来回摆动。IC间歇性地工作，阻止了电流和电压不正常的升高，直到Vin低于6.5V时，电路完全不起振。此时若要电源再起动，需要关机后再开机才行。（3）热保护电路当混合型IC的外壳温度超过140时，控制IC中的热保护电路就会起动锁定触发器置ON，由于MOSFET与控制IC装在同一块基板上。所以热保护同样包括MOSFET。（4）过压保护电路当Vin超过22.0V时，过压保护电路能起动触发锁定器。使Vin在10V16V之间来回摆动最后会降到6.5V以下，电源完全停止工作，此时要关机后再开机才能重新起动。过压保护电路同时可以防止次级输出电压VO1过高。例如当控制电路开路或其它原因引起VO1大大升高时，通过变压器耦合，驱动绕组的感应电压相应也会升高，从而使Vin升高。当Vin超过22V时过压保护同样起作用。限制了VO1的再升高，此时的VO1为VO1(OVP)例如设VO1(正常值)=130V，Vin(正常值)=18V，利用上式即可算出VO1(OVP)=162.5V，这表示当故障发生时由于过压保护起作用，VO1最高不会超过此值。要想减缓人类在能源使用过程中对环境所造成的影响，最有效方式就是降低产品的功耗。降低带载功耗是最明显的需要。但在产品并不执行任何工作的待机模式下，降低功率损耗的需要却似乎并不明显。 家用设备和电源适配器的待机耗电量相当巨大。美国劳伦斯伯克力国家实验室估计，在美国家庭一年的总电费中，待机和空载损耗超过50亿美元。据国际能源机构(IEA)统计，5%至15%的家庭耗电量(因国家/地区而异)都是在待机模式下产生的；欧盟委员会估计欧盟地区每年约产生50太千瓦时(TWh)的待机耗电量。 现在，许多消费类产品OEM制造商所生产的电子设备都具有超低待机功耗，但真正的目标还是要尽可能地接近零功耗。Power Integrations新推出的两款高压MOSFET可以帮助设计师将电路中的耗能元件隔离开，从而达到优化设计和实现零空载功耗的目的。 消除待机功率 此类电量的节省会对整个国家的发电站配备要求产生直接影响，并且，它已成为各监管机构所颁布的能效法规中的关键内容。以电视机接收器为例，包括能源之星和欧盟生态标签(EU Eco-Label)在内的众多能效计划现在都将最大待机功耗规定为1瓦。作为其节能计划的组成部分，欧盟委员会已针对用能产品(EuP)的待机和关断模式损耗颁布了用能产品指令Lot 6。Lot 6于2009年初生效，其要求比以往更为严格。自2010年起，新产品的待机功耗必须低于1瓦。到2011年，具体数值将进一步减小，输出功率 51W的适配器将降至300mW，输出功率 51W的适配器将降至500mW。 2008年，在EuP Lot 6定稿时，所设定的目标值接近当时最佳可行技术所能达到的最高水平。但是，随着开关电源IC的快速发展，待机功耗水平现在已远远低于当时的规定限值。许多消费类知名品牌的公司都认识到了这一情况，他们要求的功耗特性都远远高于各项国家标准。例如，多家大型电视机及显示器OEM制造商都已设定了100mW的最大待机功耗限值，计算机领域的一些OEM制造商已设定了更低的30mW待机功耗限值。这些限值都大大低于国家能效法规的要求。 设计超低功耗的开关电源 如今的开关电源控制器IC已达到相当先进的水平，设计周密，足以满足待机功耗标准。电源设计师只需遵循应用指南即可获得可接受的设计。但要想使待机功耗达到标准的十分之一或更低，则需要更加关注细节。必须对每个电源元件进行优化，使每次调整都能节省一定的功耗。图1所示为典型反激式开关电源设计中需要优化的区域。 图1：用Power Integrations的TOPSwitch-HX优化过的开关电源。这款20W电源(DER-188)能够在0.3W输入功率下提供0.2W的待机输出功率，在230VAC下的空载功耗极低，小于100mW。但是，如果要进一步降低待机功率，使其尽可能接近零，该怎么办呢？ 首先会想到的元件是输入滤波器。该元件始终与市电电源直接相连，因此这里的任何电流消耗都必须消除。电阻R1和R2也比较突出，因为它们直接跨接在输入两端，且与X电容C1并联。如果电源已断电，断开瞬间的市电电压会保留为电容中的直流电荷，因此存在于电源插头引脚。由于存在潜在的电击风险，安规机构规定电容值高于100nF的电容的自动放电时间常数必须小于1秒。电阻R1和R2的作用就是对电容C1进行放电。这两个电阻通常以串联方式连接，以便达到安规机构的单点故障测试要求。 从功率预算的角度来看，这些电阻的存在是极不适宜的，因为无论电源是否工作，它们都会持续消耗功率。在所示的应用中，输入滤波器使用100nF的电容C1设计而成，因此不需要使用这些电阻。但增大电容容量有很大的益处：可以相应减小扼流圈L1，从而节省尺寸、重量和成本。但对于1F的电容来说，R1和R2的总值将必须达到1M?的最大值。在230VAC输入下，电阻将连续消耗53mW的功率消除电流消耗 要想实现待机电流接近零的目标，就必须找到能消除R1和R2连续电流消耗的解决方案。Power Integrations新推出的CAPZero IC可以轻松实现这一点。图2所示为CAPZero在典型应用中的使用情况。 图2：CAPZero的典型应用。每款CAPZero器件均采用集成AC损耗检测器和背靠背MOSFET的SO-8封装。当存在AC输入电压时，CAPZero保持关闭状态，阻挡电流进入放电通路，消除功率损耗。AC电压消失后，CAPZero开启，接通电阻，允许输入滤波电容放电。CAPZero通过AC线路自行供电，在230 VAC输入时功耗低于5 mW。 CAPZero有两种电压等级(825V和1kV)和八个电流额定值(从0.25mA到2.5mA)。在直接跨接市电电源的情况下，CAPZero的高压浪涌抵抗能力显得至关重要。在大部分消费类产品应用中，825V CAPZero器件可以与金属氧化物压敏电阻(MOV)一起使用。对于浪涌要求高达3kV的应用，可以将1kV CAPZero器件与MOV配合使用。 图3描述了CAPZero器件在极端条件下的工作情况。在该测试中，AC输入连接松散，以便在触点产生电弧。测试表明，CAPZero器件不会因电弧的发生而保持“锁存关断”，而且，它可以准确检测AC功率损耗并在AC断电后对X电容进行安全放电。 图3：CAPZero 265 VAC/50 Hz，空载；VIN 100 V/div。CAPZero可以有效隔离电阻R1和R2，使设计师能够自由优化C1、L1和其他输入滤波元件的值。在增大X电容值同时不增加功耗的情况下，可以进一步减小共模/差模扼流圈的值，甚至省去此类元件。这样不仅能节省空间和成本，而且还可以提高电源效率。 在消除市电输入的电流消耗之后，接下来需要消除电路中的那些即使在待机状态下也会连续消耗功率的其他元件的电流消耗。在较高功率应用中，在高压母线与功率因数校正(PFC)和DC/DC转换器的电源控制器之间可能存在多条信号通路。例如包括PFC系统中连接升压控制器的前馈或反馈信号通路，以及双开关正向/LLC/半桥和全桥转换器中的前馈信号通路。PI的第二款新产品是SENZero，它可以在不需要这些信号通路时将它们隔离，从而消除不必要的功率损耗。SENZero的典型应用如图4所示。 图4：SENZero的典型应用。在该应用中，内部栅极驱动和保护电路在检测到VCC引脚电压后，向内部的650 V MOSFET提供栅极驱动信号。这种简单配置将系统VCC母线用作SENZero的输入端，可轻松集成到现有系统中。VCC母线在电源进入待机模式后关断，从而关断SENZero器件的MOSFET，使每个通路中的功耗大幅降低到500 W以下。 通过使用像CAPZero和SENZero这样的创新器件，电源设计师即可大幅降低空载和待机模式下的功耗水平。如果主流电源采用这些待机功耗接近于零的设计，那么它们在生产起来也会变得经济可行。对于欧盟委员会来说，实现在2020年之前将欧盟待机耗电量几乎降低75%的目