MMC在柔性直流输电中的应用-硕士论文

硕 士 学 位 论 文题 目: MMC在柔性直流输电中的应用研 究 生 专 业 指导教师 完成日期 MMC在柔性直流输电中的应用研 究 生： 指导教师： 2016年12月 论文作者签名： 日期： 年 月 日指导教师签名： 日期： 年 月 日摘要模块化多电平变换器(Modular Multilevel Converter, MMC)是一种具有较好发展前景的新型变换器拓扑结构，本文旨在通过对模块化多电平变换器及其在高压直流输电（MMC-HVDC）中的控制方法进行研究，提高变换器的可靠性。本文首先对MMC的子模块拓扑结构进行分析，详细阐述了子模块的运行机理，并建立了变换器的数学模型。介绍了两种预充电策略，并比较变换器常用的几种调制方式，对其各自的优缺点进行阐述。其次，根据能量守恒原则对子模块电容电压和环流进行数学建模分析，给出了相应的控制器以减小电容电压波动和抑制环流谐波。之后简要分析了MMC系统损耗的组成，给出了所占比重较大的开关损耗的计算方法，并对传统的电容电压排序算法进行优化，提出改进的排序算法，以达到减小开关频率和开关损耗的目的。对控制方法进行仿真验证，证明控制方法的正确性。再次，结合模块化多电平变换器自身特点，详细研究两端MMC-HVDC输电系统中系统控制层、换流站控制层、换流阀控制层中的控制策略。本文对换流站控制层和换流阀控制层进行了详细讨论，给出相应的控制方法，并对各控制层中的控制方法进行了仿真验证，证明控制方法的有效性。最后，设计和搭建了一台三相模块化五电平变换器，给出主要单元的原理图。其中控制单元采用DSP和FPGA协同控制，给出了DSP与FPGA的功能框图与程序流程图。在样机中加入换流站层控制器与换流阀层控制器，分别在本地负载和并网两种工况下进行实验，给出样机稳定运行时的实验波形，验证了所设计控制方法的可行性。关键词：模块化多电平变换器；柔性直流输电；调制策略；电容电压均压控制；环流抑制ABSTRACTModular multilevel converter (MMC) is a relatively new and promising topology, which has gained a lot of interest in industry in the recent years due to its modularity, scalability, reliability. Its characteristic of modular design can easily adapted for applications that require different power and voltage levels, such as supplies for electric railways, static compensators (STATCOMs) and high-voltage direct current transmission (HVDC) . This dissertation aims to improve the reliability of this system by studying the control strategies of MMC and MMC-HVDC systems.First, the topology and the basic operating principles of Sub -Module(SM) are introduced. Then two control strategies for pre-charging of capacitors were analyzed. Whats more, this dissertation compared several modulation strategies that are commonly used in system, and describe d their advantages and disadvantages respectively. Second, the mathematic model for capacitor voltage-balancing and circulating current was analyzed based on the conservation of energy. According to the mathematic model, this paper put forward the corresponding control method and circulating current suppressing controller to reduce the voltage fluctuation and eliminate the inner balancing currents. Then make clear the loss composition of MMC system, and give a formula to calculate the switching losses which take a large percentage of total losses. By optimized the traditional capacitance voltage sorting algorithm, an improved sorting algorithm is put forward in order to reduce the switching frequency and switching losses. Then a simulation model was provided to realize and configure the control strategies.Third, combined with the characteristics of MMC, the thesis analyzed the control method in MMC based VSC-HVDC system. The control strategies were divided into system layer, converter layer and valve control layer in the HVDC system. The controllers and the system in the last two layers discussed in detail in the thesis, a simulation model was used to verify the feasibility of control strategies.Finally, a three-phase MMC experimental platform was built. The software and hardware design of the platform were elaborated. The control strategy discussed in this thesis was implemented on the platform. The experimental waveforms were presented and the validity of theoretical analysis were demonstrated.Keywords: Modular multilevel converter(MMC),VSC-HVDC, modulation strategy, capacitor voltage balance, circulating current suppression目录摘要IABSTRACTII1 绪论11.1 研究背景及意义11.2 电压源变换器拓扑结构31.3 模块化多电平变换器的应用51.4 论文的主要工作62 模块化多电平变换器（MMC）拓扑结构和运行原理82.1 模块化多电平变换器及子模块（sub module，SM）拓扑结构82.2 MMC子模块工作原理112.3 MMC的数学模型152.4 MMC预充电方案182.4.1 自励式充电182.4.2 它励式充电192.5本章小结203 MMC的调制方法与控制策略213.1 MMC的调制方法213.1.1 载波层叠调制223.1.2 载波相移调制223.1.3 最近电平逼近调制233.1.4 空间矢量调制243.2 电容电压平衡控制263.2.1 直接选择排序均压控制263.2.2 改进的排序均压控制273.2.3 独立均压控制293.2.4 仿真验证313.3 环流模型与环流控制策略353.3.1 环流数学模型353.3.2 环流谐波抑制策略393.3.3 仿真验证433.4 本章小结454 MMC在柔性直流输电（VSC-HVDC）中三相平衡控制策略464.1 MMC-HVDC系统控制基本原理464.2 MMC-HVDC的数学模型474.3 MMC-HVDC的控制策略484.3.1 内环控制器设计484.3.2 外环控制器设计494.4 仿真验证524.5 本章小结565 MMC分布式实验平台设计和实验结果575.1 硬件设计575.1.1 控制电路585.1.2 桥臂功率单元605.1.3 采样电路605.1.4 驱动电路625.2 程序设计635.2.1 DSP程序设计645.2.2 FPGA程序设计675.3 实验结果685.4 本章小结716 总结与展望726.1 总结726.2 展望73参考文献74致谢78附 录79621 绪论1.1 研究背景及意义随着科技的发展，能源紧缺和环境污染成为制约我国经济发展的巨大问题。为了减少环境污染和缓解能源压力，国家能源局采取了一些列措施以推动风电产业持续健康发展，自2013年后风电等新能源新增装机量逐年增多，如图1.1所示。随着风电产业的推动，风电容量以及用电容量与日俱增，高压输电，特别是远距离高压输电面临巨大挑战。图1.1 新增装机量在电力系统发展初期，电力传输的主要方法是直流传输。19世纪80和90年代，人们掌握了多相交流电原理，之后的几十年中，变压器和交流电机的出现，使交流输电成为了电力输送的主导地位，并发展成为巨大的电力系统。期间，交流输电和直流输电两种输电方式一直存在着激烈的争论，交流输电的支持者认为交流输电的优势是显而易见的，传输电力的主导地位永远不会改变。但随着输电距离的增加、输电容量的增加，交流输电的缺点日渐显露。海上孤岛、海上开采等无源负荷的增多，城市化电网的扩充，海上风电场等清洁能源的并网馈入等问题日益增多，这就要求在有限的输电走廊中输送更多的电能，若采用传统的三相交流输电，线路走廊成本较高，损耗较大，而且需要电网的双向同期互联1,2。在直流输电技术中则不需要上述双向同期互联等条件。直流输电的送电端和受电端采用电力电子变换器对交流功率和直流功率进行交互，其利用输电系统两端变换器输出的直流电压差可以控制直流电流3。早期制约直流输电技术发展的问题之一就是换流器技术，它是直流输电系统中的核心装置。迄今为止，在发达国家百分之六十以上的电能都要经过电力电子换流装置进行处理。近年来的柔性交流输电系统（FACTS）、静止无功发生器（SVG）、有源电力系统滤波器（APF）等系统都是依靠电力电子设备发展起来的。电力电子设备还能有效解决电力系统中的瞬时电压跌落、电网瞬时停电、电压闪变等问题，对提高电网控制、改善电能质量、进行电能传递起着关键性作用。因此，电力电子技术的发展对电力系统的发展具有深远影响，在电力系统现代化的过程中，离开电力电子技术的电力系统现代化是不可能完成的。传统高压直流输电（HVDC）中使用的变换器为电流源型变换器（CSC），它的开关器件主要由二极管、晶闸管等自关断器件组成，结构简单，运行损耗较小，具有经济优势。但是自关断器件组成的电流型变换器在运行时存在以下缺点4,5：（1）运行过程中会产生交流电容与电网阻抗谐振频率处的谐波电压，谐波会导致管阀和变压器过压。（2）电流源型变换器不能实现有功功率或无功功率的独立控制，只能通过投切交流滤波器来控制无功功率。（3）换流器运行中会吸收大量的无功功率（约40%到60%）。（4）开关频率低，需要大量的大容量滤波器来限制输出电压谐波。（5）占地面积较大。随着大功率设备逐渐增多，可关断器件的迅速发展，电压源变换器（VSC）技术获得了越来越多的关注，它也成为工业界和学术界作为对清洁能源控制和转换的新选择。现今VSC技术已逐渐被商业化应用，如矿井提升机、无功补偿、船舶推进、高压直流输电（HVDC）等。相比传统高压直流输电，由电压源变换器组成的柔性直流输电系统采用脉宽调制技术和更加灵活的可关断型电力电子器件，具有以下优点4,5：（1）可以实现对有功功率和无功功率进行独立控制，从而实现无功功率的紧急支援（起STATCOM功能），从而提高系统电压的稳定性。（2）VSC换流器运行时开关频率较高，产生的低次谐波较少，可以大大减少滤波装置的容量，减小滤波装置体积。（3）可以向无源网络系统供电。（4）在潮流翻转时，直流电流翻转的同时直流电压的极性不发生改变。换流器间不需要其他额外设备即可通过并联构成多端直流输电系统6,7。（5）占地面积小。因此，随着电力电子技术的发展、考虑到经济性和稳定性，由电压源型换流器组成的柔性高压直流输电系统在电力系统中将会得到更多的应用，直流输电技术将日益成熟。1.2 电压源变换器拓扑结构VSC（Voltage Sourced Converter）即电压源型变换器，VSC-HVDC是以IGBT、IGCT、GTO等可关断元器件，通过脉宽调制（PWM）等技术为特征的新型直流输电技术，目前实际VSC-HVDC工程的容量从几兆瓦到几百兆瓦不等。应用在VSC-HVDC系统的换流器拓扑结构有很多，国内外学者对其展开了一系列深入研究并提出了多种拓扑结构。早期应用在VSC-HVDC的变换器主要以两电平变换器为主。到了20世纪70年代末，二极管箝位型变换器和飞跨电容型变换器开启了多电平时代的新篇章。21世纪初，模块化多电平变换器（MMC）的出现又使多电平技术上升了一个新的台阶。（1）两电平变换器传统两电平变换器拓扑电路如图1.2所示。该拓扑由六个桥臂构成，每个桥臂内由一个电力电子开关管及其反并联二极管组成。换流器的功率等级由每个电力电子开关管的耐压等级及个数决定。相对于接地点，两电平换流器每相可输出和两种电平，通过PWM占空比的调整，可输出正弦波。由于结构简单，两电平变换器的设计、制造和维护成本较低，占地面积小，故在中小功率场合得到普遍应用。由于两电平变换器只能输出两种电平，故交流侧谐波较多，输出波形质量较差。开关管需要具有较高的投切频率（通常需要在1kHz以上）才能改善波形质量，这样就导致开关损耗较大，且在输出端需要较大的滤波器2。 图1.2 传统两电平变换器拓扑结构（2）二极管箝位型三电平变换器二极管箝位型三电平变换器拓扑结构如图1.3所示。其在两电平变换器的基础上，通过在每相增加箝位二极管增加输出电平数，三电平逆变器在每相可以输出三种电平，即、0和。二极管箝位型变换器输出电压谐波含量低于传统的两电平变换器，这就大大减小了滤波电感的体积。在相同电压等级下二极管箝位型变换器开关器件的电压应力较小，这使得变换器的功率等级得到了有效提升。但是随着电平数的增加，换流器的复杂度越来越高，这就要求系统具有复杂的控制和保护系统，不利于系统模块化实现，维护成本较高。图1.3 二极管箝位型三电平变换器（3）飞跨电容型变换器飞跨电容型变换器的拓扑结构如图1.4所示。与二极管箝位型三电平变换器相比，飞跨电容型变换器使用大量的电容器来代替箝位二极管。由于其每相均有独立的电容器，电容器中的纹波电流很大，需要额外的电容均压平衡控制措施，这使得直流电压调整过程中电容器电压调整更加复杂。较多的元器件使得变换器的占地面积增大，且不经济。图1.4 飞跨电容型变换器（4）模块化多电平变换器（MMC）传统的电压源变换器每个桥臂中有少量开关器件，在中等功率或高功率设备运行过程中每个开关器件承受的电压应力较大，且变换器必须工作在较高的开关频率下才能输出理想波形。为克服传统电压源变换器拓扑结构的缺陷，2002年德国学者提出了一种新型变换器拓扑结构，既模块化多电平变换器（MMC）。图1.5为常用的MMC拓扑结构，该结构中每相均由上下两个桥臂单元组成，每个桥臂单元内有个相同的子模块单元（sub module，SM）。该结构不需要大量的箝位二极管和箝位电容，模块结构简单，输出电平数可根据模块数量进行调节。模块化的构造能够降低成本、减少生产周期、便于维护和安装，具有较高的灵活性和可扩展性，同时也提升了整个换流器的容量，在高压直流输电（HVDC）和孤岛风电场馈入电网系统中具有广泛的应用前景8-10。图1.5 模块化多电平变换器拓扑结构1.3 模块化多电平变换器的应用R. Marquardt及其合作者于2002年提出了MMC拓扑的概念，近十年来对MMC进行研究的学者和机构越来越多，在MMC的数学建模、拓扑结构、控制系统设计、控制方法研究等方面取得了大量有益的结论和成果，其应用领域也越来越广。2010年之前，对模块化多电平变换器的研究基本处于理论研究阶段，随后，西门子公司设计出该拓扑结构的样机，并承建了一系列输电工程，标志着模块化多电平变换器技术在实际工程中得到应用。随着模块化多电平技术越来越成熟，应用场景也越来越广，其中主要有以下几个方面：（1）在交流输电系统中（FACTS），将模块化多电平变换器并联接入电网中，可用于对电网系统进行无功补偿，基于MMC的静止无功补偿器（MMCSTATCOM）能够很好的运行在感性和容性两种负载工况下，对将来的大功率无功功率补偿技术提供了新的方向12,13。（2）模块化多电平变换器又可用于铁路牵引供电系统中，传统的单相交流制电气化铁路容易造成供电断电，影响铁路供电系统稳定性。MMC可以应用于新型同相供电方案中，使变电所内的交直交变流器直接挂接于牵引母线上，可以省去牵引匹配变压器。因此，MMC在铁路牵引供电系统中具有较高优越性。（3）在高压直流输电（HVDC）领域，MMC比传统换流器更具有吸引力和竞争力，并被称之为具有很大发展潜力的下一代中高压变换器。MMC可以通过叠加子模块的方式提高功率等级和电压等级，并可扩展到更多的电平输出，输出电压谐波含量少，因此MMC-HVDC具有更灵活的输电方式。MMC理论提出不久，国外就建立了一系列基于MMC的高压直流输电工程，我国也先后建立了多个示范工程。2008年8月，国家电网开展了上海南汇风电场柔性直流输电关键技术示范工程，该示范工程于2011年7月正式投入运行。上海南汇柔性直流输电示范工程中两端换流站均采用49电平模块化多电平变换器，额定输送有功功率20MW，额定直流电压为30 kV。2011年科技部将南澳多端柔性直流输电工程作为我国第一个自主化示范工程。2013年12月，南澳160kV多端柔性直流输电示范工程正式投运。2014年6月，浙江舟山200kV多端柔性直流输电工程正式投入试运行。舟山多端柔性直流输电工程是世界首个五端柔性直流输电工程14,15。上述示范工程的建立表明MMC技术在我国柔性高压直流输电领域的重要地位，标志着我国直流输电工程的国产化和自主化，基于MMC的柔性直流输电技术为提高电网稳定性和可靠性、促进电网和谐建设创造了新条件。模块化多电平变换器应用越来越广，技术越来越成熟，但在很多方面仍具有很高挑战，需要研究人员探究新方法，去进一步提高变流器利用率，提高功率密度，降低成本。1.4 论文的主要工作VSC-HVDC作为一种新兴的输电技术，由于其灵活的输电方式广受国内外研究团队的重视，但由于柔性直流输电技术发展时间并不长，因此实际工程应用较少，国内外学者对其研究时间也比较短。模块化多电平换流器（MMC）是一种适用于中大功率应用领域的变换器拓扑结构，具有比两电平或三电平变换器更好的输出电压波形质量，更小的电压应力，大大消除了变换器对庞大滤波装置的依赖。因此，MMC是HVDC系统中紧凑型变换器的良好选择。MMC的关键技术研究主要集中在子模块电容电压的平衡控制和环流谐波的抑制，本文结合搜集的文献，在根据MMC自身特点的基础上，主要研究MMC平衡控制策略以及在高压直流输电中的控制策略，并提出改进的电容电压排序算法，使其在对子模块电容电压控制的基础上减小系统开关频率，从而实现减少系统损耗的目的。本文的具体内容安排如下： 第一章介绍了HVDC的研究背景和意义，介绍了HVDC中常用的电压源变换器，并分析了各自的优缺点。指出MMC的应用领域，给出现阶段基于模块化多电平变换器的柔性直流输电工程。表明MMC在高压直流输电中的应用具有广泛性，对其研究具有重要意义。第二章介绍了MMC的拓扑结构，并对子模块拓扑结构和工作原理进行详细分析，指出不同子模块拓扑结构之间的优缺点。之后对MMC进行数学分析，给出了连续数学模型，结合MMC的独特性，对其启动前子模块电容充电方案进行分析，比较了两种充电方案的优缺点。第三章首先介绍了MMC几种常用的调制方法，包括载波层叠调制、载波相移调制、最近电平逼近调制和空间矢量调制，给出了各种调制方法的应用场景以及优缺点。其次，介绍了子模块电容电压平衡的控制方法，包括基于调制方式的排序均压控制和独立均压控制。并对MMC系统的损耗组成进行简要概述，给出了损耗中所占比重较大的开关损耗的通用计算公式。针对传统排序方法的不足，提出改进的排序算法，引入固定投切因子数，通过改变值的大小以改变系统开关频率，进而可以降低系统开关损耗。再次，介绍环流的产生机理，建立了环流的数学模型，并给出环流谐波抑制策略，为下文MMC应用在柔性直流输电中的控制策略研究提供了便利。章节最后给出MATLAB仿真波形，验证控制方法的可行性。第四章介绍了柔性直流输电（VSC-HVDC）系统的分层结构，研究各个控制层的控制功能。建立了MMC-HVDC输电系统的数学模型，指出模块化多电平变换器在各控制层的控制策略，研究了有功控制器和无功控制器，给出了两种控制器的具体实施。研究了双环控制器的设计，结合第三章所讨论的模块化多电平变换器控制策略，给出了MMC在柔性直流输电中的控制框图，最后结合MATLAB仿真图形验证上述控制器的有效性。第五章介绍了模块化多电变换器的样机设计，包括硬件设计和软件设计。硬件部分包括控制单元电路、桥臂功率单元电路、采样电路和驱动电路。软件设计部分给出了DSP和FPGA的功能框图和程序流程图。最后将本文所述控制方法应用于模块化多电平变换器样机中，给出本地负载和并网两种工况下的实验波形，验证控制方法在实验平台中的有效性和正确性。2 模块化多电平变换器（MMC）拓扑结构和运行原理MMC与传统电压源变换器在拓扑结构和工作原理上具有显著的区别。由不同子模块（SM）拓扑结构组成的MMC其工作原理也存在差异。本章主要讨论MMC内部子模块常用的拓扑结构，包括半桥型结构、双箝位型结构、全桥型结构和不对称双换向型结构等。之后根据最常用的半桥型子模块运行机理建立MMC的数学模型。最后根据其特点阐述两种预充电控制策略。2.1 模块化多电平变换器及子模块（sub module，SM）拓扑结构图2.1是一种三相模块化多电平变换器（MMC）拓扑结构，如图所示，变换器每相由均上下两个桥臂组成，每个桥臂包括一个电抗器和个子模块（SM）串联而成，通过控制桥臂子模块的投入与切除，产生希望输出的交流相电压。桥臂电抗器是MMC的重要组成部分，在运行期间能够抑制换流器输出电流的高频谐波，限制环流大小，以及限制暂态和故障时电流的上升率，为系统提供可靠保护。电抗器的参数选取对变换器的运行特性极为关键，相关学者提出了多种整定方法，此处暂不叙述。图2.1 MMC拓扑结构子模块（SM）单元有多种拓扑结构，最常见的有半桥型子模块、全桥型子模块、双箝位型子模块、不对称双换向型子模块和其他混合型子模块等。图2.2为几种常用的子模块单元电路示意图。图2.2 常用子模块拓扑示意图（1）图2.2（a）为半桥型子模块（HBSM）拓扑结构图，半桥型子模块单元拓扑结构较为简单，它由两个带反并联二极管的开关管和一个储能电容器组成，正常工作时上开关管和下开关管互补导通以控制子模块的投入和切除，半桥型子模块可以输出两种电压状态，即储能电容电压和零电压。半桥型拓扑结构简单，便于实现和控制，但是在发生故障时交流系统将会通过反并联二极管向短路点持续馈入短路电流，因此半桥型子模块组成的三相MMC在故障发生时不具有清除自身故障电流的能力17,18。表2.1为半桥型子模块工作模式。表2.1 半桥型子模块工作模式 导通开关管子模块输出电压T1T20（切除）（2）图2.2（b）为双箝位型子模块（CDSM）拓扑结构图，双箝位型子模块结构较为复杂，它由五个带反并联二极管的开关管、两个箝位二极管和两个储能电容组成，与单个半桥型子模块相比，双箝位型子模块增加了额外的开关管和储能电容。从结构上看，它相当于两个半桥子模块经过两个箝位二极管、和一个带续流二极管的开关管串联而成。正常工作状态下，双箝位型子模块能够输出三种电压：0、和。当双箝位型子模块组成的MMC发生故障时，触发信号封锁子模块内所有开关管可以实现故障电流弧道的清除19,20。因此，双箝位型子模块虽然增加了额外的元器件，降低了控制的灵活度，但是其具有可以通过封锁开关管实现切断故障短路电流的能力，在工程应用中实现了经济性和安全性的结合。表2.2为双箝位型子模块工作模式。表2.2 双箝位型子模块工作模式导通开关管子模块输出电压T1，T4，T5T1，T3，T5T2，T4，T5T2，T3，T50（切除）（3）图2.2（c）为全桥型子模块（FBSM）拓扑结构图，它由四个带反并联二极管的开关管和一个储能电容组成，与半桥型子模块相比，全桥型拓扑结构的开关管数量是半桥型的两倍，因此在运行时其损耗要大于半桥型子模块拓扑，但全桥型子模块可以输出负的电容电压，即正常工作状态下，全桥型子模块能够输出三种电压：0、和。由全桥型子模块组成的MMC在发生故障时，与双箝位型子模块类似，全桥型子模块内开关管封锁后桥臂电流双向流动均可以对子模块内电容进行充电，因此其具备故障短路电流自清除能力21,22。表2.3为全桥型子模块工作模式。表2.3 全桥型子模块工作模式：导通开关管子模块输出电压T2，T3T1，T4T1，T30（切除）T2，T40（切除）（4）图2.2（d）为不对称换向型子模块（ADCSM）拓扑结构图，它由四个带反并联二极管的开关管和两个储能电容组成，与全桥型子模块相比仅多出一个储能电容。正常工作状态下其能输出四种电压：0、和。表2.4为不对称换向型子模块工作模式。表2.4 不对称换向型子模块工作模式导通开关管子模块输出电压T1，T3T2，T3T1，T4T2，T40（切除）上述子模块拓扑为常见的拓扑结构，还有其他类型或上述子模块之间组合产生的新型子模块结构。根据上述对不同子模块结构的讨论，其特性可以总结为表2.5。工程应用中对子模块的选择，从经济性考虑，希望子模块的拓扑结构足够简单，这样就会使用较少的元器件，较低的开关损耗，然而简单的拓扑结构并不具有短路电流清除能力。从安全性考虑，希望子模块能够具有较高的电压阻断能力，同时能够输出对称的电压，但是这样就会使用较多的元器件，设备成本和开关损耗增加。因此对子模块拓扑结构的研究依然具有很大挑战。表2.5 不同类型子模块拓扑结构比较子模块类型HBSMCDSMFBSMADCSM输出电平数目2334最大输出电压开关管数量2544开关损耗低中等高高子模块复杂度低高低高控制复杂度低高低高本文将针对基于半桥型子模块的模块化多电平变换器（MMC）系统展开研究，下文将其简称为模块化多电平变流器（MMC）。2.2 MMC子模块工作原理图2.3为半桥型子模块（SM）的拓扑结构，和代表IGBT，和代表反并联二极管，代表储能电容，为电容器电压，为子模块输出电压，MMC通过每个子模块的储能电容电压来支撑直流母线电压，下面对该结构的工作原理进行分析。图2.3 子模块典型原理图根据和的不同开关组合，子模块共有4种状态。在变换器工作时不允许上下两个开关管同时导通，因为这样会导致电容器两端短路，因此，本文只对剩下3种工作状态进行分析。每种工作状态根据电流方向的不同又可以分为两种工作模式28-30。半桥型子模块的工作模式如图2.4所示。图2.4 子模块工作状态当上下两个开关管和均处于闭合状态时，我们称为工作状态1，此时根据电流流向不同可分为工作模式1和工作模式4；当电流为正方向时，反并联二极管导通，电流对电容器进行充电，整个子模块输出电压为电容器瞬时电压；当电流为反方向时，反并联二极管导通，电容器处于旁路状态，整个子模块输出电压为0，此种状态为非正常工作状态，只能在变换器启动时给子模块电容器进行充电，或者子模块故障将子模块进行短路时才允许出现；为了便于描述，称这种状态为闭锁状态。当上开关管开通，下开关管处于闭合状态时，我们称为工作状态2，此时根据电流流向不同可分为工作模式2和工作模式5；当电流为正方向时，反并联二极管导通，电流经过，对电容器进行充电，整个子模块输出电压为电容器瞬时电压，该运行状态与工作模式1类似；当电流为反方向时，由于承受反向电压也处于截止状态，电流通过上开关管反向经过电容器，电容器放电，子模块输出电压为电容器瞬时电压。为了便于描述，称这种状态为投入状态。当上开关管关断，下开关管处于导通状态时，我们称为工作状态3，此时根据电流流向不同可分为工作模式3和工作模式6；当电流为正方向时，由于反并联二极管因承受反向电压而处于截止状态，电流经过下开关管，电容器处于旁路状态，整个子模块输出电压为0；当电流为反方向时，电流反向经过反并联二极管，电容器处于旁路状态，子模块输出电压为0。为了便于描述，称这种状态为切除状态。基于两个开关管的状态对上述六种工作模式进行总结，根据不同调制状态下桥臂电流方向的不同，对处于投入状态的子模块电容器进行充电或者放电，表2.6显示了在不同状态下子模块的输出电压。表2.6 子模块工作状态模式T1T2D1D2电流方向说明1OFFOFFONOFF从A到B电容充电2OFFOFFONOFF从A到B电容充电3OFFONOFFOFF从A到B0旁路4OFFOFFOFFON从B到A0旁路5ONOFFOFFOFF从B到A电容放电6OFFOFFOFFON从B到A0旁路下面结合简单的模块化多电平拓扑电路说明相电压电平是怎么产生的，如图2.5所示是一个三电平变换器单相拓扑结构，每个桥臂有两个相同的子模块（SM）。图2.5 模块化三电平单相拓扑结构在三电平变换器中，为了使相电压输出，上桥臂的两个子模块和必须切除。为了使相电压输出，下桥臂的两个子模块和必须切除。0电平状态可以通过两种子模块开关状态获得，第一种情况为和模块处于切除状态，另外两个子模块和处于投入状态，第二情况为和模块处于切除状态，另外两个子模块和处于投入状态。需要注意的是，当电流经过子模块电容器时，由于电流方向的不同，会使电容器处于充电或放电状态，因此，为了使电容器电压平衡，必须交替使用两种零状态，模块化三电平变换器输出电压波形如图2.6所示。图2.6 模块化三电平变换器输出电压波形图2.7 模块化多电平变换器单相拓扑结构图2.8 模块化多电平变换器输出电压波形图2.7是电平变换器单相拓扑结构，每个桥臂有个相同的子模块（SM）。在这种结构中，相电压输出的最大正电压和最大负电压分别为和。为了生成其他电平，存在多种可能的开关形式以保证电容器电压平衡，在图2.6中，任何时刻每相投入的子模块数为（每相子模块数的一半）。例如在某一时刻，上桥臂的到均处于投入状态，则下桥臂有且仅有一个子模块处于投入状态，调制方式和算法决定投入子模块的顺序，模块化多电平变换器的典型输出电压波形如图2.8所示。2.3 MMC的数学模型对于每相均有个子模块（SM）的MMC，用和表示相上下桥臂调制指数，其中=0表示桥臂中所有子模块被旁路，=表示桥臂中所有子模块被投入。若直流母线电压大小为，为了保证模块化多电平变换器稳定工作，需保证直流侧电压稳定在附近。这就要求每相投入的子模块电压之和与直流侧电压相同，即满足式（2.1），式中表示相上桥臂电压之和，表示相下桥臂电压之和。（2.1）由于子模块电容电压大小为，因此，在运行期间的任意时刻，投入子模块数总数为，假设每个子模块电容器电压保持均衡，其平均值为，则直流侧电压与电容器电压的关系为：（2.2）则该变换器输出的个电平分别为、。可以看出，每相子模块数越多，则输出电平也相应越多，交流侧输出的电压波形越逼近正弦波。定义相第个子模块的开关函数为，（k=a, b, c；j=1.2N）则：（2.3）（2.4）上下桥臂的调制函数可以表示为：（2.5）则上下桥臂输出电压、可以表示为：（2.6）将上下桥臂子模块等效为电压源，简化的模块化多电平变换器电路图如图2.9所示。图2.9 模块化多电平等效电路图为直流侧电压，为相上桥臂电流，为相下桥臂电流，为相环流，为相输出电流，上下桥臂电抗器为，等效电阻为，根据基尔霍夫定理可得：（2.7）（2.8）输出电压可表示为：（2.9）或者为：（2.10）由式（2.10）可得：（2.11）（2.12）根据以上公式可得到MMC交流侧和直流侧等效电路模型，如图2.10所示。图2.10 MMC等效电路模型令：（2.13）根据图2.10（a），由基尔霍夫电压定律得：（2.14）根据图2.10（b），由于桥臂电压之和必须与直流电压相等，则：（2.15）根据式（2.14）和式（2.15）得：（2.16）在理想状态下，忽略的影响，定义输出电压为，则调制比为：（2.17）上下桥臂电压可以表示为：（2.18）上式中为输出电压角频率。2.4 MMC预充电方案若要保证MMC稳定运行，子模块电容器电压需要稳定在某一值附近，若子模块电容器电压变化过大，会使桥臂间环流波动过大，导致系统运行不稳定，同时也会增大系统损耗，因此，在变换器启动之前，需要确保子模块电容器电压在某一值附近，这就要求先对子模块电容器进行充电，然后再启动变换器。根据充电时是否需要额外的辅助电源，可以将充电方式分为“自励式预充电”和“它励式充电”两种30,31。2.4.1 自励式充电自励式充电方案不需要额外辅助电源。针对交流侧并网系统，其通过在交流侧串联限流电阻，利用电网电压对子模块电容器进行充电，充电示意图如图2.11所示。图2.11 MMC自励预充电示意图 自励式充电策略的步骤如下：（1）将交流侧开关断开，使限流电阻串联在电路中，将桥臂的所有子模块置为切除状态，即上开关管开通，下开关管关断。这时三相电流在桥臂中流动。（2）检测各相桥臂电流方向，若电流为正方向时，将该子模块置于闭锁状态，即上开关管关断，下开关管关断。此时电流将通过上开关管所对应的反并联二极管对电容器进行充电，当电流为反方向时，电流将流过下开关管所对应的反并联二极管，将电容器旁路。当所有子模块内电容器电压达到预定值后，闭合交流侧开关，将限流电阻短路，变换器系统投入运行，整个充电过程完成。根据上述分析可以发现，自励式充电方案不需要额外电源，降低系统的成本和复杂度，同时可以对六个桥臂内子模块同时进行充电，充电时间短，因此，在实际工程应用中，自励式充电方案具有很好的实用价值33。2.4.2 它励式充电与自励式充电方案不同，它励式充电方案利用辅助电源对子模块电容器进行充电（辅助电源一般为直流电源）。充电示意图如图2.12所示图2.12MMC它励预充电示意图它励式充电策略步骤如：（1）在辅助电源供电之前，将变换器上桥臂内所有子模块置为投入状态，下桥臂内所有子模块置为切除状态。即上桥臂内所有子模块的上开关管开通，下开关管关断。下桥臂内所有子模块的下开关管开通，上开关管关断。（2）辅助电源供电，这时上桥臂电流通过子模块内上反并联二极管流经电容器，对其进行充电，下桥臂电流通过子模块内下开关管将电容器旁路。（3）经过一个时间T后，将变换器下桥臂内所有子模块置为投入状态，上桥臂内所有子模块置为切除状态。这时下桥臂电流通过子模块内上反并联二极管流经电容器，对其进行充电，上桥臂电流通过子模块内下开关管将电容器旁路。（4）经过一个时间T后重复上述（2）（3）步骤，待变换器内每个子模块电容器电压均达到预定值后，切除辅助电源，充电完成。该充电方案利用外部额外电源对变换器进行充电，可分别对上下桥臂充电，控制较为灵活，充电步骤简单。2.5本章小结本章详细阐述了几种常用的子模块拓扑结构，并结合半桥型子模块结构，详细分析了子模块的运行原理。为了便于建立数学模型，结合其自身特点，将子模块等效为可控变压源，依据基尔霍夫定律建立数学模型，给以后章节研究模块化多电平变换器的控制策略提供便利。由于子模块内电容电压在运行前要在一个稳定值附近，本章节最后分析了模块化多电平变换器的两种预充电方案，分析了各自的优缺点和适用场景。3 MMC的调制方法与控制策略本章首先MMC常用的调制方法进行阐述，其中包括载波层叠调制、载波相移调制、最近电平逼近调制和空间矢量调制等。组成MMC的基本单元子模块（SM）内含有电容器，电流经过电容时会对电容充放电，这就导致在运行期间电容电压出现脉动，电容电压的稳定对整个系统的稳定运行至关重要，本章将提出一种改进的排序均压控制方法，不仅对电容电压进行控制，而且能够减小系统开关损耗。桥臂电压不均等会引起环流的产生，本章还将对环流的产生机理和环流谐波抑制策略进行研究。3.1 MMC的调制方法如图3.1所示，根据开关频率不同，MMC的调制技术可以分为两大类，一类是基于较高开关频率下的载波脉宽调制技术，它能输出高质量的电压波形，但是具有较高的+开关损耗；另一类是基于较低开关频率下的调制技术，这类调制技术开关损耗较低，缺点是输出电平数量较少。对不同的拓扑结构选择合适调制方式能够提高输出波形质量，降低系统损耗，提高变换器性能33,34。下面对典型的几种调制方法进行简要概述。图3.1 MMC常用调制方式3.1.1 载波层叠调制载波层叠调制技术属于多载波调制的一种，其载波信号由个幅值相同、频率相同的三角波层叠组成，载波层叠技术根据三角载波方向的不同分为反向载波层叠技术（APOD）、同向载波层叠技术（PD）和正负反向层叠技术（POD）三种，如图3.2所示。反向载波层叠技术中零轴以上的三角波与零轴以下的三角波方向相差180度；同向载波层叠技术中所有的三角载波方向均相同；正负方向层叠技术中任意两个相邻的三角载波方向相差180度。三种层叠调制中同向载波层叠技术（PD）的消除谐波性能最好。载波层叠调制中有个三角载波层叠在一起，通过与调制信号比较，决定IGBT的开关状态。应用在MMC中时，当调制波大于三角载波时，输出1，对应的IGBT处于开通状态；当调制波小于三角载波时，输出0，对应的IGBT处于关断状态。也可根据输出1的个数通过算法优先投入优先级高的子模块，从而实现电容电压的动态调节。图3.2 载波层叠调制示意图3.1.2 载波相移调制载波相移调制的载波同样由个频率相同、幅值相同的三角波组成，与载波层叠不同的是，载波相移调制中每个三角载波相对于它前一个载波有的相移，这个移相的三角载波同时与调制波比较，当调制波比三角波大时，相对应的IGBT开通，子模块处于投入状态，输出电压为；当调制波比三角波小时，对应的IGBT关断，子模块处于切除状态，输出电压为0。以每相有个子模块的模块化多电平变换器为例，由于MMC上下桥臂独立调制，当上下桥臂调制三角载波相位相同时，桥臂输出电平，当上下桥臂三角载波相差时，桥臂则会输出电平35,36,37。图3.3给出了CPS-PWM调制的示意图。图3.4给出了，载波频率为1kHz时，采用载波相移调制方式输出和两种电平时输出波形的对比。载波相移调制策略可以将IGBT的开关频率等效提升倍，减少了谐波含量，极大提高了输出电压的质量。每个桥臂上均采用同一个正弦调制波，因此IGBT的开关频率和开关损耗分布都比较均匀。图3.3 N=4时PSC-PWM调制方法示意图图3.4 N=4时是PSC-PWM调制方式输出波形3.1.3 最近电平逼近调制最近电平逼近法又叫量化取整法，这种调制策略适用于MMC中