【毕业学位论文】反激变换器的应用研究-控制理论与控制工程

南京航空航天大学硕士学位论文 第一章 绪论 电源是各种电子设备必不可少的组成部分，其性能的优劣直接关系到电子设备的技术指标及能否安全可靠地工作。目前常用的直流稳压电源分线性电源和开关电源，由于开关电源在体积、重量、用铜用铁及能耗等方面都比线性电源有显著减少，而且对整机多项指标有良好影响，因此它广泛应用于邮电通信、军事装备、交通设施、仪器仪表、工业设备、家用电器等领域，正朝高功率密度、高变换效率、高可靠性、无污染的方向发展。所以寻求高性能的开关电源是电力电子技术重要的研究内容。 非电气隔离型括克（C换器，这类变换器适用于升降范围窄、输入输出间无须电气隔离的场合；电气隔离型括反激、正激、推挽、半桥及全桥变换器，这类变换器适用于升降范围宽、输入输出间需要电气隔离的场合。 由于反激变换器具有高可靠性、电路拓扑简洁、输入输出电气隔离、升/降范围宽、易于多路输出等优点。因此，反激变换器是中小功率开关电源理想的电路拓扑。 激变换器中隔离变压器起着电感和变压器的双重作用，变压器磁芯处于直流偏磁状态，为防止磁芯饱和，需要较大气隙，因此漏感较大，电感值相对较低。当功率开关关断时，由漏感储能引起的电流突变引起很高的关断电压尖峰，功率管导通时，电感电流变化率大，电流峰值大，此，必须用箝位电路来限制反激变换器功率开关电压、电流应力。电力电子技术研究人员对此进行了大量的研究。 目前反激变换器的箝位电路主要有：有损晶体管、双二极管箝位电路，加在开关管两端的称为 者可以组合使用。 图1反激变换器的应用研究 该电路的优点是：电路拓扑简单，电路实现容易。 该电路的缺点是：漏感能量消耗在电阻换效率较低。 二极管箝位电路 该电路的优点是：由于每个功率开关管上施加的电压幅值不超过输入电压U，适合于高输入电压场合。 多用三只器件，且占空比D+双晶体管、双二极管箝位电路 图1 图1一个箝位电感于箝位电路中不存在电阻，因此该电路是无损的。 1压器漏感能量无损地回馈到电网中去。 该电路的缺点是：高频时箝位元件在谐振时峰值电流较大，这个电流流过功率开关管S，增加了其电流定额和通态损耗。同时，开关管是硬开通，存在开通损耗，一般使用于开关频率低于几十保证高变换效率。 箝位电路是由有源箝位开关和箝位电容联在变压器原边绕组两端。一方面对电压尖峰进行箝位，另一方面通过谐振，可以为主功率管效地降低了主开关管在关断时过高的电压应力，同时又为主功率开关管和有源箝位开关管提供了零电压开通环境；在一定程度上降低了源箝位电路2南京航空航天大学硕士学位论文 副边整流二极管关断时的 di/该电路的缺点是：电路较复杂；零电压开关条件与电路参数、输入输出条件等太多的条件有关，实现有一定的困难。 根据课题任务需要，本文主要研究小功率（15W）低压输入（27内稳压电源和中等功率（1080W）高压输入（270关电源。综合比较上述各种反激变换器箝位电路，本文选定管反激变换器作为中等功率开关电源的电路方案。 课题的研究意义 课题研究意义： 通过对在做出高功率密度、高变换效率和高可靠性的开关电源，并为拓宽反激变换器的应用提供技术基础。 通过对电流控制技术的研究，提高系统的稳态和动态性能，增加系统可靠性。 文重点研究了数设计准则及小信号特性，其次研究了双管反激变换器稳态原理及其参数设计方法，还研究了电流控制技术。其主要内容分为以下六章： 第一章 分析了中小功率开关电源的理想拓扑，概述了反激变换器发展与现状。 第二章 分析对比了反激变换器三种工作模式及第三章 研究了双管反激变换器稳态工作原理与设计。 第四章 研究了反激变换器小信号特性。 第五章 详细论述了基于电流控制15W 2712V（1080W 27080V（6A）双管反激变换器开关电源的设计过程，给出了试验结果，并与理论分析进行了比较。 第六章 对本文的工作进行了总结，提出了进一步工作的设想。 3反激变换器的应用研究 第二章 单端反激变换器的稳态工作分析 与端反激式功率变换器就是电隔离的路拓扑如图2变压器起着电感和变压器的双重作用，根据变压器磁通的连续性将反激变换器分成电流连续模式（电流临界连续模式和电流断续模式（种工作模式，对应各工作模式下的电感电流波形如图2中1 为开关 图2激变换器电路拓扑 121 )+ (1 )+ (1 )+()a ()b ()感和的电流波形 流断续工作模式表示副边电感电流感电流波形如2-2(b)所示。在一个开关周期内，原边电感电流的表达式如下： 2L= 0,0; 111(2则在一个开关周期内输入变换器的能量为: 0= = ()12220122(2该变换器在一个开关周期内向负载输送能量为： =0(2oU，假定电路无内耗,可认为在开关管断开时储存在电感中的能量完全转化为输出能量,根据能量守恒定律，则对每一个开关周期有下式成立： (2即:2222(2则: (2式(2明，变换器工作于电流断续模式时，输出电压与负载有关，负载减轻时，输出电压升高。 原边电感电流峰值为 11in = (2副边电感电流峰值为 21/= n (2其中2N=1为使电路工作在保证在 )副边电感电流下降到零，即 22(1 ) (2将式(2(2变压器原副边电感关系221LL n=代入式(2可得工作在反激变换器的应用研究 (1 ) (2流连续模式表示副边电感电流感电流波形如图2-2(a)所示。在一个开关周期内，原边电感电压的表达式如下： 2L 11; 0,; ,t = s(2在理想条件下,根据磁通平衡原则可得： 1 (2式(2明，输出电压的大小与负载无关。 设反激变换器输出功率为,变换效率为，则输入电流平均值为 1(2输入电流峰值为 112=+(2 流临界连续模式介于电流连续模式和电流断续模式之间，电感电流波形如图2-2(c)所示。这种模式下，输出电压和输出电流同时满足式(2(2将式(2入式(2 22112 1(1 )22 N T U= = (2其中对(2极值，可得当占空比D界连续负载电流达到最大值 1 (26南京航空航天大学硕士学位论文 将式(2入式(2 (2再将式(2入式(2得电流断续模式下的外特性为 22 (2面对反激变换器在工作于特性、原边电感量及反向恢复问题进行了分析对比。 设反激功率变换器输出相同功率，最大占空比D面将通过公式推导方便分析并不失可比性，假设时原边电感应满足下式 = (2每个开关周期电感电流峰值为 = (2将式(2占空比D得 = (2每个开关周期电感电流有效值为 613= (2原边电感为变换器工作于电感电流临界连续时感值的表达式为 7反激变换器的应用研究 = (2由流过电感的电流与加在其上的电压关系可得电感电流变化量 = (2将式(2入上式可得 2(2由图2-2(a)=+22(2将入式(2得 =+2)1(2(2联立式(2式(2得每个开关周期电感电流峰值和最小值 (2)1(2+=+= (2(2)1(2= (2定义电感电流峰值与最小值与比为 11/+=每个开关周期电感电流有效值为 223(1)16pc c p +=+(2据式(2(2得 (2根据式(2(2(2得南京航空航天大学硕士学位论文 2312 (2由式(2(2知，在同样输出功率时，者说选用相同电流容量的功率管式(2知，若变换器设计在整个工作状态电感电流连续，=，最小输出电流为临界连续电流，电感量 22 221N S N = (2若变换器完全工作于断续模式，=，最大输出电流为临界连续电流，电感量 22 221N S N = (2由此可知，相同输出功率时，能变压器体积也要小得多。 果取据式(2(2(2可画出理想条件下不同工作模式时反激变换器的外特性，如图2中曲线为临界电流连续模式下变换器的外特性；图中曲线左边的曲线为电流断续模式下变换器的外特性；图中曲线右边的曲线为电流连续模式下变换器的外特性。从图中可以看出，反激变换器外特性有如下特点： 换器输出电压与输出电流的大小无关，变换器外特性类似电压源特性；且对于输入电网以及负载的变化只需较小的脉宽变化就能维持输出电压 激变换器的外特性 换器存在很高的非线性内阻，变换器外特性类似电流源特性；由9反激变换器的应用研究 负载变化引起的占空比调节范围很大，使调节困难，因此由图2-2(b)可知，有由于二极管反向恢复引起的振玲现象和由此引起的无线电干扰问题；存在副边整流二极管的反向恢复问题。 图2率管压器漏感能量转移到电容后电阻关管导通过程中电容此功率管关断时，漏源电压上升过程中，一段时间内电容有利于反激过冲。 图22:1) 功率管截止时，漏感能量等于电容2111 1()22 2 P DS in U U (2式(2， 为变压器漏感、为电容为输入直流电压。故 =t(2(2) 电容后一直处于放电状态。在功率管开通之前，电容则二极管阻12()No(2电阻箝位电路消耗的功率，为 10南京航空航天大学硕士学位论文 22111 1( ) 22 2U= (2其中(3) 二极管in 峰值电流为原边电感峰值电流1容2-5(a)中，取值较大，C 上电压缓慢上升，副边反激过冲小，变压器原边能量不能迅速传递到副边。图2-5(b)中，值合适，后二极管容功率管开通瞬间，图2-5(c)中，R、上电压在管子截止瞬间冲上去，然后因为上电压很快放电到)，此时为变换器一路负载，消耗储存在变压器中的能量，效率降低。 a()b()1反激变换器的应用研究 第三章 双管反激变换器稳态工作分析与设计 换器电路拓扑如图3稳态工作原理波形如图3压器用磁化电感、漏感和只有变比关系的理想变压器双管反激变换器电路拓扑 假设:(1)所有开关器件是理想的；(2)远小于,通常为的5%10%；(3)3作原理描述如下： 关模态1 t 10 边续流二极管、流输入电压感电流1in ( ) ( )t +0(3副边绕组电流流二极管关断，负载由电容这一过程中承受的反向电压为2 0(12U +，D、1 2 (32() 0=1 10 1() () ( )+ (3二、开关模态2 t 21 漏感电流开始下降，电感变压器两端电压反向，使得二极管、制了由于漏感所引起的原边绕组感应电势使之箝位在输入电压U，S、所承受的反向电压均为U，同时这部分漏感能量也导致了副边绕组电流边绕组感应电势将使导通，从图3电流过零前，负载由电容电流感储能给电容1 1S)(21212D 2D 2in 2D 态原理波形 121() ( ) ( )in t 1(311222() () ( )i t t (32 1122 1 2 122() () ( )t (313反激变换器的应用研究 三、开关模态3 t 32 关断，后从正向最大值线性下降，继续给电容所承受的反向电压均降为2 (21所承受的反向电压均为1)(1 。 (3() 01222 22() ( ) ( )t t 2(33 2123 22 3 222() () ( ) (3四、开关模态4 t 43 流电压着降， 3 1 ( )in (311222() ( )i t 3(3此时副边整流二极管尚未关断，副边绕组电流仍继续给电容(21 上升为U。反偏，随后和再次线性充电，新的 0i =3121() ( )in t (314南京航空航天大学硕士学位论文 1管反激变换器各种开关状态下的等效电路 15反激变换器的应用研究 由上述分析可知，双管反激变换器具有下列优点：(1)由于两个功率开关管同时开通、关断，每个功率管只承受一半的关断电压，适合输入电压较高的场合；(2)续流二极管、将变压器漏感能量回馈到电网侧，有效地抑制了漏感引起的关断电压尖峰，并使得功率开关管承受的电压应力仅为输入电压U。 磁化电感 压器磁化电感仍按传统方法设计。 = (3其中，为电感电流临界连续时输出功率。 S 功率开关、的电压应力为 1( (3漏感电流的峰值电流的峰值和有效值，则 1m = +漏感电流2,011()(3m =I+ (1 (D 16南京航空航天大学硕士学位论文 续流二极管、的电压应力为 1 (3=其峰值电流即为漏感峰值电流12D I= (3双管反激变换器整流二极管承受的电压应力与传统反激变换器相同，为 3=3D 中电流峰值与有效值均为副边绕组电流 232112 +(212 22(1 ) (23, 2, 2 2 2 21(1 )( )3p +I (3出滤波电容158% (3式中，%为负载电阻。 真的主要数据为：输入直流电压 300输出直流电压出额定功率，变换效率为180o=W 90% =，临界连续功率，变压器匝比，开关频率,9:21=NN 占空比，变压器磁化 输出滤波电容=。输入电压的仿真波形如图3真结果表明，以上的理论分析是正确的。 图3双管反激变换器仿真波形 18南京航空航天大学硕士学位论文 第四章 反激变换器的小信号分析 仿真是科技开发的一个重要环节，仿真的目的在于建立一个模拟的实验环境，提供一种高效的计算乃至是分析手段，从而减小开发过程中的盲目性，缩短开发周期。 本章将对反激变换器进行时域仿真分析和频域仿真分析。频域分析主要是建立系统的数学模型，从而对系统的稳定性和动态性能进行分析。时域分析主要是在电路的结构确定了之后，对元件的精确选取起到指导作用，并验证频域分析的正确性。等效受控源法建立主电路拓扑的数学模型 开关电源由于有很多半导体器件，这些半导体器件具有单向导电性或是开关的特性，因此具有很强的非线性，这为系统模型的建立带来了很大的困难，目前已经有很多方法来对主电路进行模型分析，如：状态空间平均法，等效受控源法、电流注入等效电路法、三端器件法等。 这众多的方法中，由于等效受控源电路模型法所建模型的电路形式与变换器拓扑完全相同，只是把开关晶体管和二极管分别用一个相应的受控源代替，等效电路与原电路结构相同，保留的信息最多，处理简单，所以采用此种方法建立主电路拓扑的数学模型。 反激式变换器等效电路如图4中副边匝比为 功率开关管S、二极管么可以得到一个反激式变换器的平均电路模型如图4+-+-:P P 激变换器等效电路 图4激变换器等效受控源电路模型 设变换器在稳态工作点附近存在小信号扰动，即in in +、d=+ 19反激变换器的应用研究 i+、u、i，把这些量代入图4稳态量与动态量分离，考虑到uU、d、i、+=/1in 1)计算电感电流临界连续时原边电感 620 ) (1/ 6) 15 0= = (5(2)计算铁芯所开气隙的长度 (= (5(3)计算原边绕组匝数 0 0 = =8(5 取匝。 71=N(4)计算匝比，确定各副边绕组匝数 )( ) 12 1)ON o U= = =+ +(5式中理可得： = =13 = (5取匝 62=匝, 匝。 63=N 84=N(5)根据来校核原边电感 1= 32南京航空航天大学硕士学位论文 = (5(6)计算变压器原副边绕组电流有效值 由原副边匝比关系可求得原副边磁化电流 60= = (5 =A (5同理计算得副边电流峰值为 611 1 16 15 0 =+ = + = + (5+=+=(5同理计算得，原副边电流有效值为 1 221110()(3 =+I + =2 (5222221(1 )( )3I I + += (5同理计算得，。 7)确定原副边导线线径和股数 取导线电流密度j=4A/据=得原副边导线截面积分别为虑到高频集肤效应，开关频率为时，铜导线的穿透深度为 33反激变换器的应用研究 =(5用d=并绕根数=0根，取10根；并绕根数=8根；并绕根数=2根；并绕根数=2根。 12) 校核窗口系数 1) 计算变压器初级电感量 流临界连续，所以 22 2620 )5 2 0= = (5(2) 计算铁芯上所开气隙的长度 8210= (536南京航空航天大学硕士学位论文 8110=(5根据(5(5可得铁芯上所开气隙长度为 6282 82 2 15 0 700 0 = = = (5(3) 计算原边绕组匝数 0 0 = =8(5取匝，则原边电感 41=8101 = = (5重取气隙= 6882 2 15 0 0 = =700S= (52. 绕组计算 计算电感电流临界连续时变压器原边磁化电感 2 12 10 080 20 104 = = (5(2) 计算铁芯上所开气隙的长度 080 20 1012102 080 104= (5 (3)计算原边绕组匝数 0 = (5取匝。 129N =(4)计算匝比，确定各副边绕组匝数 )( ) 81ON o U= = =+(5式中理可得：n =1347反激变换器的应用研究 所以各副边绕组的匝数为 = (5取匝匝，同理可得：227N = 33=根据来校核原边电感，并计算各副边电感 18101= = (52 28 82020 = = (5同理计算得 计算变压器原副边绕组电流有效值 原副边磁化电流 6 0= = (56222(1)(180 1) 0 0oD + + = (5原副边电流峰值为 611 1 16 1080 20 10 9 10 240 =+ = + = + (52221 = += (5由于反馈绕组一路输出的功率远小于，所以该路工作于流过绕组的电流峰值为 (=(5原副边电流有效值为 48南京航空航天大学硕士学位论文 1 221110()(3 =+I +=2 (5222221(1 )( ) I + = (523323301( ) = (5确定原副边导线线径和股数 取导线电流密度j=4A/据=得原副边导线截面积分别为, ,。此时开关频率为，铜导线的穿透深度为