电力电子技术课程设计剖析

1、电力电子技术课程设计总结报告题目：单端反激式开关电源的设计学院： 信息与控制工程学院班 级：电气 1405 班姓 名：学 号： 14050305一、课程设计的目的（1）熟悉 Power MosFET的使用；（2）熟悉磁性材料、磁性元件及其在电力电子电路中的使用；（3）增强设计、制作和调试电力电子电路的能力；二、课程设计的要求本课程设计要求根据所提供的元器件设计并制作一个小功率的反激式开关 电源。设计要求 170V输入， 13V/1A 输出的反激式开关电源，进行必要的电路参 数计算 , 完成电路的焊接调试。三、反激式功率变换器的原理及设计方法1. 引言电力电子技术有三大应用领域： 电力传动、 电

2、力系统和电源。在各种用电设 备中，电源是核心部件之一， 其性能影响着整台设备的性能。电源可以分为线性 电源和开关电源两大类。线性电源是把直流电压变换为低于输入的直流电压， 其工作原理是在输入与 输出之间串联一个可变电阻（功率晶体管） ，让功率晶体管工作在线性模式，用 线性器件控制其阻值的大小，实现稳压的输出，电路简单，但效率低。通常用于 低于 10W的电路中。通常使用的 7805，7815 等就属于线性电源。开关电源是让功率晶体管工作在导通和关断的状态， 在这两种状态中， 加在 功率晶体管上的伏 - 安乘积是很小的（在导通时，电压低，电流大；关断时，电 压高，电流小），所以开关电源具有能耗小，

3、效率高，稳压范围大宽，体积小、 重量轻等突出优点，在通讯设备、仪器仪表、数码影音、家用电器等电子产品中 得到了广泛的应用。反激式功率变换器是功率电源中的一种，是一种应用非常广泛的开关电源， 本课程设计就是设计一个反激变换器。2基本反激变换器工作原理基本反激变换器如图 1 所示。假设变压器和其他元器件均为理想元器件， 稳 态工作下。（1）当有源开关 Q导通时，变压器原边电流增加，会产生上正下负的 感应电动势，从而在副边产生下正上负的感应电动势，如图 2（a） 所示，无源开 关 VD1因反偏而截止，输出由电容 C 向负载提供能量，而原边则从电源吸收电能， 储存于磁路中。（ 2）当有源开关 Q 截止

4、时，由于变压器磁路中的磁通不能突变， 所以在原边会感应出上负下正的感应电动势， 而在副边会感应出上正下负的感应 电动势，故 VD1正偏而导通，如图 2（b） 所示，此时磁路中的存储的能量转到副 边，并经二极管 VD1向负载供电，同时补充滤波电容 C在前一阶段所损失的能量。 输出滤波电容除了在开关 Q导通时给负载提供能量外， 还用来限制输出电压上的 开关频率纹波分量，使之远小于稳态的直流输出电压。反激变换器的工作过程大致可以看作是原边储能和副边放电两个阶段。 原边 电流和副边电流在这两个阶段中分别起到励磁电流的作用。如果在下一次Q导通之前，副边已将磁路的储能放光， 即副边电流变为零，则称变换器运

5、行于断续电 流模式（ DCM（Discontinous Current Mode），反之，则在副边还没有将磁路的 储能放光，即在副边电流没有变为零之前， Q又导通，则称变换器运行于连续电 流模式（ CCM（Continous Current Mode ）。通常反激变换器多设计为断续电流 模式（ DCM）下。当变换器工作于 CCM下时，输出与输入电压、电流之间的关系如下：变换器工作于 DCM下时，上述关系式仍然成立，只不过此时的增益 M变为： 可以看出，改变开关器件 Q 的占空比和变压器的匝数比就可以改变输出电 压。3反激变换器的吸收电路实际反激变换器会有各种寄生参数的存在， 如变压器的漏感，

6、开关管的源漏 极电容。所以基本反激变换器在实际应用中是不能可靠工作的， 其原因是变压器 漏感在开关 Q截止时，没有满意的去磁回路。 为了让反激变换器的工作变得可靠， 就得外加一个漏感的去磁电路， 但因漏感的能量一般很小， 所以习惯上将这种去 磁电路称为吸收电路，目的是将开关 Q的电压钳位到合理的数值。在 220V AC输入的小功率开关电源中，常用的吸收电路主要有RCD吸收电路和三绕组吸收电路。其结构如图 3(a)(b) 所示4反激变换器的系统结构反激式变换器的系统结构示意图如图 4 所示。由图中可以看出，一个 AC输 入 DC输出的反激式变换器主要由如下五部分构成：输入电路、变压器、控制电 路

7、、输出电路和吸收电路构成。 输入电路主要包括整流和滤波，将输入的正弦交 流电压变成直流， 而输出电路也是整流和滤波， 是将变压器副边输出的方波电压 单向输出，且减少输出电压的纹波。吸收电路如图 3 所示。所以，反激变换器的 关键在于变压器和控制电路的设计。这也是本次课程设计的重点。5.反激式变换器的变压器设计思路在本次实习中提供的变压器的铁芯是 EE28铁氧体铁芯，其在 25 摄氏度的磁 导率为 Bmax_25 0.5T ，铁芯的初始磁导率为 2300u0 。变压器的关键数据有：原 / 副边线圈的匝数比、原边匝数、副边匝数和气隙， 当然还有导线的粗细选择等， 由于本课程设计的漆包线已确定， 所

8、以下面主要介 绍变压器关键参数的设计思路。( 1)根据输入的最高直流电压和开关管 Q的耐压确定原 / 副边的匝数比开关管 Q两端所承受的最高的关断电压应为：NpUQ Ug ep Ugp (U0 1)Ns ，其中， 是考虑了整流二极管的导通压降。如果考虑到漏感引起的 0.3 的电压尖峰，则开关管两端所承受的最高的关断 电压为：NpUQ 1.3Ug p (U0 1)Ns一般来说，开关管的极限耐压需要在这个基础上仍留下至少 30%的裕量。假 定开关管的耐压极限为 ，则：，这就求出了匝比的上限值， 匝比只能比这个值小， 不能比其大。在这个值的 基础上选择一个匝比。就可以求出最大占空比，即最大导通时间。

9、为保证电路工作于 DCM模式，磁路储能和放电的总时间应控制在 0.8T 以内， 所以2) 原边匝数的计算根据磁芯，得到有效的导磁截面积 e A ，则原边的匝数应保证在最大占空Ug DmaxT比时磁路仍不饱和。电压冲量等于磁路中磁链的变化量，NpBmax Ae ，真正的原边匝数必须比这个值大，才可能让磁路不饱和。通常取2 倍的上述计算值。3）副边匝数的计算根据上面两步的结果，很容易求出副边匝数。4）气隙长度的计算在计算气隙长度之前，首先应计算原边的电感值。假设变压器的输出功率为 P0 ，效率为 ，则有如下关系成立：12LpIsp2P0 T其物理意义是，一个开关周期内原边从电源吸收并存储的能量恰好

10、等于系统的输出和损耗的能量。所以2P0TIspLp2，其中有以下关系；U gI1a U g 1 I spDT /Tg 1a g 2 sp ，则原边的峰值电流为：I sp2P0U gD ，带入上式可l Felg1以得到初级电感。LPNp2 / Rmp , Rmp RmFe Rm0lFeAgA1A (lFe lg)FeAeo Ae0Aer其中， Al 为电感系数， Rmp为磁阻。把磁路画出来，可以求出气隙长度，如图 5 所示0 AelFe0 Ael FelggALrLpr气隙的长度为Np26控制系统设计反激式变换器的控制芯片主要有 TOPSwitch 系列芯片、UC384X 系列芯片等， 其中，应

11、用比较多的是 UC384X 系列芯片，属于高性能固定频率电流模式集成控 制器，该集成芯片的特点是， 具有振荡器，温度补偿的参考， 高增益误差放大器、 电流比较器和大电流图腾柱输出，可直接驱动功率 MOSFE，T并能把占空比限制 在 50%内。其控制对象是控制流过功率开关管的峰值电流。UC3845 的控制原理示意图如图 6 所示，它主要由以下四部分构成。振荡器：振荡器频率由定时元件 TR 和 TC 决定（），振荡器输出固定频率的脉冲信号，注意：由于 UC3845 会每隔一个时钟周期关闭一次 输出，所以振荡频率是开关频率的 2 倍。开关频率通常取 50KHz100KHz左 右。电压误差放大器： 误

12、差放大器的作用是放大参考电压与反馈电压的差， 其输 出电压经两个二极管并经电阻分压后作为电流参考。 在输入与输出隔离的开关电 源中，为减少误差，通常采用外置电压环，即将 UC3845 内部的误差放大器旁路 掉，由外部电压环的输出通过补偿输入引脚决定电流参考。 在后面给出的电压反 馈电路设计中会有更详细的说明。电流比较器：电流比较器的门槛值 Verror 由误差放大器的输出给定，当电 压误差放大器显示输出电压太低时， 电流门槛值就增大， 使输出到负载的能量增 加。反之也一样。触发器 &锁存器脉宽调制：一方面，由振荡器输出的固定频率的脉冲信号给 锁存器置位，开关管导通，电流 Isw 线性增加，当电

13、流检测电阻 Rs 上的电压达 到电流比较器门槛值 Verror 时，电流比较器输出高电平，给锁存器复位，开关 管关断，电流比较器的输出恢复低电平 ; 另一方面，振荡器输出的脉冲信号同时 输入触发器，使 UC3845 每隔一个时钟周期关闭一次输出，这是 UC3845 能把占 空比限制在 50%内的原因 ，并决定了振荡频率是开关频率的 2 倍。电流型控制的优点是本身具有过流保护功能， 电流比较器实现对电流的逐周 限制，属于一种恒功率过载保护方法，即维持供给负载的恒功率。几个重要器件的介绍 :1)UC3845UC3845芯片为 SO8或 SO14管脚塑料表贴元件。 专为低压应用设计。 其欠压锁 定门

14、限为 8.5v （通），7.6V （断）；电流模式工作达 500千赫输出开关频率；在反 激式应用中最大占空比为 0.5; 输出静区时间从 50%70%可调；自动前馈补偿；锁 存脉宽调制，用于逐周期限流；内部微调的参考源；带欠压锁定；大电流图腾柱 输出；输入欠压锁定，带滞后；启动及工作电流低。芯片管脚图及管脚功能如图 6所示。图6 UC3845芯片管脚图1脚：输出/ 补偿，内部误差放大器的输出端。通常此脚与脚 2之间接有反 馈网络，以确定误差放大器的增益和频响。2脚：电压反馈输入端。 此脚与内部误差放大器同向输入端的基准电压 （2.5 V）进行比较，调整脉宽。3脚：电流取样输入端。4脚：R T/

15、CT振荡器的外接电容 C和电阻 R的公共端。通过一个电阻接 Vref 通过一个电阻接地。5脚：接地。6脚：图腾柱式 PWM输出，驱动能力为土 1A.7脚：正电源脚。8脚：V ref ，5V基准电压，输出电流可达 50mA.2)TL431TL431是一个良好的热稳定性能的三端可调分流基准源。外部有三极分别为：阴极（ CATHOD）E、阳极（ ANOD）E、参考端（ REF）。其芯片体积小、基准电 压精密可调，输出电流大等优点，所以可 以用来制作多种稳压器件。其具体功能可用图 7 的功能模块示意。由图可看出， VI 是一个内放特性可知，只有当 REF部的 2.5V 基准源，接在运放的反相输入端。由

16、运 端的电压十分接近 VI 时，三极管中 才会有一个稳定的非饱和电流通过，而 且随着 REF端电压的微 小变化，通过三极管，电流将从 1 到 100mA变化。图 7 TL431 的功能模块示意图在开关电源设计中，一般输出经过 TL431（可控分流基准）反馈并将误 差 放大， TL431的沉流端驱动一个光耦的发光部分，而处在电源高压主边的光耦感光部分得到的反馈电压，用来调整一个电流模式的 PWM控制器的开关 时 间，从而得到一个稳定的直流电压输出。（3）PC817PC817是一个比较常用的光电耦合器 , 内部结构如图 8所示，其中脚 1为 阳极，脚 2 为阴极，脚 3 为发射极，脚 4为集电极。

17、在开关电源中，当电流流 过光二极管时，二极管发光感应三极管，对输出进行精确的调整，从而控制 UC3842 的工作。同时 PC817光电耦合器不但可起到反馈作用还可以起到隔离作用。图 8 PC817 内部框图四、仿真设计电路图五、参数的计算与选择(1) 计算匝数比：U=150V,整流桥整流取系数为 1.2 ，则整流后输出 Ug = 1.2*170 = 204V ，所以， Np/Ns=(Uq*-1.32*Ug)/1.3*(Uo+1) =(600-1.32*204)/(1.3*14) = 14.024, (Uq* 为开关管的耐压极限值，为 600V)。 这是匝比的上限值，匝比只能比这个值小。 实际选

18、取的匝比为： Np/Ns=13.25.(2) 计算最大占空比 Dmax：DmaxNpNs(U0 1)* 0.8(Ug 1) NNp (U0 1)Ns=13.25*14*0.8/204-1+13.25*14 ) =0.382（3）计算原副边匝数以及辅助绕组匝数：在电路的设计中我们取开关频率为 f=75KHZ，于是11T 4 1.33* 10 S，于是由 U gDmaxT N pBmax Ae有：f 7.5 * 10Np = 204*0.382*1.33*10-5/ (0.5*80.9*10-6 )=26，取 Np 实=2*Np=53，实际取得的原边匝数为： 53 匝。所以副边绕组 =53/K=4

19、 匝。同理，辅助绕组 K1=4，取 Ns1=8匝（辅助绕组输出电压约等于 12V， 副边绕组输出电压为 9V,在取值时副边和辅助匝数比约 3:4 ）。故，原边为 53 匝，副边为 4 匝，辅助绕组为 4 匝。4）计算气隙长度和初始电感值：取=0.9，D =0.382 ，则Lp2P0nUgD2 13 10.9 204 0.3820.741Ug D TIsp204 0.382 1.33 10 50.7412802uh（ 实测值为 2782.4 uH , 误差在误差范围内，可以接受 ）Lg-7 -64 3.14 10-7 80.9 10-6-41.40 10-4-351.4 10-3 =2300 =

20、1.82 10-4 m，大约 0.182mm5）计算电流检测参数电流检测电阻 Rs 0.7 0.7 0.944 s I sp 0.741取 Rs = 1 （经验证可以带动负载）6）计算电压反馈控制参数：R15005.0mA1K ，If max1 5 mA 7.5mA0.8U0 U f U kmin R27.513 1.2 2.5 1.24k7.5U0 U f U kmin R213 1.2 2.50.186k 1865050故取 R2=470.U R2 I f R2 0.47 3 1.41VU R3 U R2 U f 1.41 1.2 2.61VI R3 Ika I f 20 3 17mAR3

21、 U R3 70.7143IR3这里取 R3=150.R6 2U00refA 12.5k根据手册，取 R6=10K. R5 (U0 -Uref)所以， R5=(UO-Uref )*R6/Uref = (13-2.5)*10/2.5=42 K实验中 R5用 503电位器代替取 C4为 104的瓷片电容，即 100 nF.由于开关频率设置为 90KHz，故取 RT=10K,CT为 102，即 1nF。（实际中 RT用 20K 的电位器代替）。RC滤波：首先确定的参数为： R=10K ,C为 104（由于初次参数选择不 太合理，后面调试过程中进行了相应的修改） 。六、焊接电路图七、遇到的问题和解决方

22、法（1）开关管发热严重。解决方法：开关管发热，可能是开关频率过高，也有可能是电路焊接得不好，导 致其发热严重。 于是，我们将整流这一块电路的焊线焊粗了一些，同 时，通过电位器将 RT 进行调整，后面发现开关管几乎不发热了。（2）带不动 1A 负载。解决方法：根据手册，若带不动负载，可相应减小 Rs 值。首先，我们将 Rs 改为 两个 1的功率电阻并联（实测并联后的阻值为 0.8 ），发现还是带 不动满载，于是我们又将 Rs改为 0.5 的功率电阻，后面发现带载能力可 以达到 1.1A 左右了。（3）带 1A 负载后， FR307发热较大。解决方法：带 1A 负载后， FR307发热较大，经过查

23、询资料， FR307的最高承受电 流为 3A，而实际只带了 1A 的负载，应该不会烧坏。有点发热应该是 正常现象。于是，我们加满载带了 5min，发现 FR发热虽然有点大， 但是还不至于冒烟和烧坏。 由于不放心， 我们又带了一次试了试，发 现 FR307 没有被烧，开关管发热也非常小，于是我们便没有改变 FR307。（4）变压器有声音。解决方法：首先，我们考虑可能是变压器缠绕得不紧，导致漏感较大，从而引起 噪声，于是我们从新绕制变压器，可是后面上电后，噪声依旧不减。 后面，我们相应地改变了 RC滤波参数，将 R 改为 1K,C 改为 103， 发现噪声减小，于是我们继续将 C 减小到 471，

24、发现变压器噪声几乎 消除。（5）RCD吸收电路的电阻发热。解决方法：调试工程中 RCD吸收电路的电阻发热， 于是我们将 4.7K的 R改为两 个 62K的电阻并联，后面发现两电阻发热正常，不至于烧毁。6）辅助绕组电压过高，烧坏 12V 稳压管解决方法：带载的时候，电流调整得大一些后，稳压管被击穿。通过检测，发现 原边电压加到 80 多 V 时辅助绕组的输出电压就已经达到 13V多。为保 险起见，我们将辅助绕组的匝数减小了 2 匝，上电后发现其输出一直 稳定在 9V左右，高于 uc3845 的启动电压 8.5V，即能维持电路的正常 工作，后面稳压管再也没有烧过。七、输出电压波形及驱动信号波形八、

25、心得体会随着科学技术发展的日新日异， 电力电子技术在现代社会生产中占据着非常 重要的地位，电力电子技术应用在是生活中可以说得是无处不在如果把计算机控 制比喻为人的大脑， 电磁机械等动力机构喻为人的四肢的话， 则电力电子技术则 可喻为循环和消化系统， 它是能力转化和传递的渠道。 因此作为二十一世纪的电 气专业的学生而言掌握电力电子应用技术十分重要。本次设计通过自己的努力， 我们成功交上了开关电源作品。 经过对电路的设 计与调试，加深了我们对反激式开关电源的认识和理解， 提高了自己的动手能力 和解决问题的能力， 锻炼了我们的思维。在调试过程中我们遇到了很多问题，比 如稳压管被击穿，通过查找原因，发现是辅助绕组输出电压不符合理论计算结果， 匝数过多，于是我们将辅助绕组少绕了两匝， 从而不再烧坏稳压管，又比如开关 管发热，可能是开关频率过高，也有可能是电路焊接得不好，导致其发热严重。 于是，我们将焊线焊粗了一些，再通过电位器将 RT 进行调整，后面发现开关管 几乎不发热了。 再比如变压器有声音， 首先，我们考虑可能是变压器缠绕得不