x波段单脉冲一维相扫天线的设计-电子与通信工程专业毕业论文

1、独创性声明本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工 作及取得的研究成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的 地方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不 包含为获得电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的 材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中 作了明确的说明并表示谢意。签名：日期： 年 月曰尖于论文使用授权的说明本学位论文作者完全了解电子科技大学有关保留、使用学位论 文的规定，有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和 磁盘，允许论文被查阅和借阅。本人授权电子科技大学可以将学位 论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以

2、采用影印、 缩印或扫描等复制手段保存、汇编学位论文。（保密的学位论文在解密后应遵守此规定）签名： 导师签名：相控阵雷达具有快速改变天线波束指向和波束形状、可以采用多部发射机在 空间进行功率合成、易于形成多个发射和接收波束、可使相控阵天线与雷达平面 共形等特点，在观测高速运动目标、实现多功能和多目标跟踪、加大雷达作用距 离等方面都具有特别的优势，因此成为当今雷达发展的主流。为使某雷达搜索系统同时获取目标的三坐标参数，将其改进为采用一维相扫 体制，有源平面阵列天线，单脉冲测角方式。这种改进方式有利于提高整个雷达 系统的反应时间。在传统的一维相扫强制馈电天线系统中，发射信号通过列馈功分器进入行馈 功

3、分器，再经由连接电缆馈送到天线辐射单元。对于单元数众多的天线阵列而言， 这种排列方式意味着数量庞大的连接电缆，所带来的后果是系统可靠性降低，可 维修性变差。对于工作于较高频率的系统尤其如此，因为其单元栅格的物理空间 相对较小，使得电缆布线非常困难。针对这种情况，为提高可靠性和维修性，我 们将天线单元与行馈功分网络进行一体化设计，即是说将天线单元与行馈功分网 络同时印制集成在一起形成可以拔插的天线行。这种一体化设计同时还为减轻平 台负重和提高雷达整体性能创造了有利条件。本课题主要完成以下工作：1. 选取合适的天线单元并进行设计。在阵列环境下（考虑互耦）完成单元的 阻抗匹配。2. 采用天线阵列经典

4、分析理论设计阵元间距，抑制栅瓣的产牛；确定天线行 列数；确定天线口径分布。3. 探讨天线阵列的扫描特性和互耦分析方法，对试验小而阵进行分析，计算 阵列天线的扫描特性，为组阵打下基础。4. 设计行馈功分网络，考虑与天线单元的一体化设计。5. 完成天线阵面单脉冲馈电网络的理论设计。6. 完成天线行的测试和分析。关键词：相控阵天线，互耦，扫描，盲点，一 体化设计abstractabstractphased array radar (par) can rapidly change the direction and the shape of its beam. when applied multi-t

5、ransmitters, it can combine power in space it can easily fonn multiple transmission and receive beams. and its antenna can be conformal antenna so par can be multifunctional, wide range and track high-speed target and multiple detected targets. par is getting more and more popular.to simultaneously

6、obtain three-dimensional parameters of a detected target, a par will be promoted it will contain active one-dimensional planar array. and single impulse angulation will be applied thus, the pars response time will shorten.as conventional one-dimensional array using coercive feed, the signal to be tr

7、ansmitted arrive at radiating elements after via column-feed power divider firstly, via row-feed power divider secondly. for the antenna array having a great quantity radiating elements, enormous cables are used thus, this system has bad reliability and maintainability the system operating higher fr

8、equency is getting worse, because of the smaller space of the grid of radiating element and the difficulty of arrangement cables. to promote the reliability and maintainability of this kind of radar, antenna radiating elements and row-feed power divider network are integrated. so we will get a plug-

9、in antenna-row. thus the system of antenna will lighten. it will also promote the system requirements.i have accomplished the following goals.1. design appropriate antenna radiating element. calculate its matching impedance on the condition of considering mutual coupling.2. calculate the distance be

10、tween antenna radiating elements applying the theory of classical analysis of antenna array to suppress sidelobe. calculate the number of the rows of antenna array calculate the distribution of the antenna aperture.3. discuss the characteristic of antenna scanning. research the method of analyzing m

11、utual coupling analyze small array to organize bigger antenna array.4. design row-feed divider network and implement element- power divider integration.5. implement theory design of single impulse feed network of antenna array.6. test the row of antenna and analyze it.keywords: the phased array ante

12、nnas, mutual couple, scan, blindness, incorporate design日录目录第一章绪论11.1研制背景11. 2相控阵雷达及天线发展概况11.3本文的主要工作3第二章平面阵列天线辐射特性分析52.1用经典方法分析平面阵列天线52. 1. 1直线阵52. 1.2平面阵72.1.3平面阵列天线的口径分布132.1.4平面阵列天线的尺寸设计152. 2平面阵列天线互耦及扫描特性分析162.2.1天线的互耦效应162.2.2互耦效应的分析方法182.2.3相控阵天线的扫描特性20第三章单脉冲测角原理及和差波束形成网络233. 1单脉冲测角原理233.2本课题

13、采用的和差波束馈电网络24第四章相控阵天线单元及阵列264.1相控阵天线单元的形式264.2相控阵天线单元的设计274.3实验小阵特性仿真分析32第五章天线单元与馈电网络的体化设计375.1功分器设计方法375.2行馈功分网络的一体化设计方法40第六章天线测试446. 1测试方案446.1.1行馈输入端口驻波测量446. 1.2行馈各输岀端口的s21参数测量 44日录6.1.3行馈插入损耗的计算456.1.4天线方向图室外远场测试法456. 2测试结果486.2.1行馈输入端口驻波测量486.2.2行馈各输出端口的弘参数测量486. 2. 3行馈插入损耗的计算506. 2. 4天线方向图远场测

14、试结果50第七章总结52致谢53参考文献54攻硕期间取得的研究成果56第一章绪论第一章绪论1.1研制背景雷达作为一种可主动地对远距离目标进行全天候探测的信息获取装备，在国 防建设与经济建设中获得了广泛应用。随着雷达观测目标的不断发展，如机动性 强、隐蔽性好（rcs小）、速度快、批次多、分布广的高性能飞行器和强杀伤武器 的出现，特别是隐身飞行器、综合电子干扰、低空掠海突防、反辐射导弹、微波 炸弹等的威胁日益严重，这向雷达提出了更多的新要求。我公司上世纪90年代研制的“某x波段火控雷达系统”中的搜索天线采用赋 形抛物面天线，只能提供目标的二坐标（2d）参数，即方位和斜距。为同时得到 冃标的三坐标（

15、3d）参数并提高整个系统的快速反应能力，对该搜索天线进行改 进，即采用一维相扫体制，有源平面阵列天线，并采用单脉冲测角方式。为减轻 车载平台负重并提高可靠性、维修性，天线单元采用半波印刷振子并和行馈功分 网络进行一体化设计。作为系统重要组成部分的有源平面阵列天线，拟采用方位 机械扫描、俯仰面相位扫描方式，并且形成“和”、“方位差”以及“高低差” 三个波束来完成单脉冲测角。1.2相控阵雷达及天线发展概况相控阵天线的概念早在20世纪30年代就已经提出，二次世界大战初期，美 国海军研制成功的第一部相控阵天线fhmlsa采用的就是机械控制的移相器，其工 作频率为s波段。当时移相器的控制速度很慢，它与机

16、械旋转扫描的天线相比没 有优势。20世纪50年代后期，对弹道导弹等高速进攻性武器的防御和空间各种军 事卫星的探测、监视和跟踪，要求雷达天线具有高增益、多通道、多口标搜索和 跟踪的能力，并提供足够高的数据率。然而机械扫描的大口径、高增益天线转动 困难，很难满足要求，因此相控阵天线得到重视。这一时期，计算机技术、铁氧 体技术、半导体技术以及微波电子技术的迅速发展，也为相控阵天线的应用提供 了必要的器件和技术条件。20世纪60年代以来，相控阵雷达获得了快速发展，提 高了雷达的数据率，解决了边搜索、边跟踪及合理使用雷达信号能量等问题，这 也导致了相控阵雷达初期的大发展。20世纪70年代以来，采用一维相

17、位扫描天线的各种战术相控阵雷达，由于简化了三坐标雷达的设计、提高了三坐标雷达的性 能且降低了雷达成本，逐渐在发达国家相继问世。目前，二维相位扫描的战术相 控阵雷达已逐渐增多。除了军事需求的推动外，数字集成电路、微波技术、信号 处理技术的发展和进步是推动相控阵技术发展的重要因素。相控阵天线技术也已 开始大范围的应用于通信、电子战（ew）与导航领域。在雷达发展史中，相控阵 雷达完成了从早期雷达仅能对单个口标的距离、角度等标量参数进行粗略测量而 感知目标，到瞬间同时对众多目标的距离、角度、速度、加速度和极化等标量和 矢量参数精确实时测定而认知目标的飞跃。随着雷达观测目标种类的增多，要求 雷达测量的冃

18、标参数不断增加，并要提高雷达电子对抗能力及冃标识别能力，有 源相控阵雷达、宽带相控阵雷达、数字相控阵雷达、多波段综合一体化相控阵雷 达成为当今相控阵雷达发展的重要方向山。可以说，相控阵雷达的发展前景是非常 广阔的，但要解决的技术问题也很多，相控阵技术的发展犬有潜力，同吋也有许 多问题需要创新。相控阵雷达具有快速改变天线波束指向和波束形状、可以采用多部发射机在 空间进行功率合成、易于形成多个发射和接收波束、可使相控阵天线与雷达平面 共形等特点，在观测高速运动目标、实现多功能和多目标跟踪、加大雷达作用距 离等方面都具有特别的优势，因此成为当今雷达发展的主流2o这些特点使相控 阵雷达具有强大的功能，

19、灵活的工作方式，计算机控制的无惯性扫描和动态波束 赋形能力，可充分利用发射机的功率和时间资源，使系统的性能大大提高。这些 特点使得相控阵天线在防空多功能雷达屮也得到重要应用。相控阵雷达具有稳定 跟踪多批高速运动目标的能力，在单部发射机功率有限的条件下，也能获得所要 求的特大功率，从而为推远雷达作用距离、提高雷达测量精度和观测包括隐身目 标在内的各种低可观测目标提供了技术潜力。相控阵雷达天线由多个在平面或任意曲面上按一定规律布置的天线单元和信 号功率分配/相加网络所组成。在天线单元上设置移相器，用来改变天线单元之间 的馈电相位关系从而实现波束扫描（或波束赋形）；而单元间信号幅度的改变（实 现低或

20、超低副瓣）则通过不等功率分配/相加网络或衰减器来实现。相控阵天线单元有多种形式，比如线天线单元（偶极子、微带偶极子 vivaldi 单元等）、口径单元（缝隙、波导、喇叭等）、微带贴片单元、collings平衡馈电辐 射器等。对于采用强制馈电网络的大阵列天线，由于其所包含的天线单元数冃较 多，则馈电系统也非常复杂，依靠数量庞大的电缆连接会影响系统可靠性和馈电第一章绪论相位。早在1988年，kuan min lee和ruey-shi chu就对印制偶极子单元 和其馈电网络的一体化设计进行了研究，对有限相扫偶极子阵列和馈电功分网络 之间的互耦进行了分析，文中釆用了馈电输入端口的电压驻波比（vswr）

21、和由于 互耦效应使天线方向图产生的性能恶化来共同描述这种一体化天线和馈电网络间 的互耦作用。近几年，随着单片微波集成电路（mmic）的gaas微波集成电路的 发展，使制造重量轻、体积小、可靠性高和成本低的有源电扫阵列（aesa）成为 可能，并对数字波束形成（dbf）技术产生了极大促进。美国国防部高级研究计 划署（darpa）从1999年开始就制定了一系列计划研究和发展相控阵天线组件技 术以及移动相控阵天线技术。darpa在移动相控阵天线技术中采用有源相控阵 天线，在其典型x波段系统中，单片t/r组件可产生10w的峰值功率和2w的平 均功率。另外，darpa还计划采用mmic技术制造单片t/r组

22、件，通过lccmd （low cost cruise missile defense,低成本巡航导弹防御）计划使其工作频率扩展到 ka波段，最终将t/r组件与天线单元在晶片级（waferscale）进行集成，从而可 以釆用瓦片（tiles）形式构造大型的集成晶片级有源阵列，其中还要解决dc、rf 馈电及芯片互联（chip interconnect）问题。lucas m. feldner等人设计了一种三 角形微带贴片天线，该天线与rf mems （射频微机电系统）移相辭单片集成在一 起以实现低成本的ka波段单片无源电扫阵列，其数值结果表明：天线单元增益约 4.7dbi,每一种调谐波段（共5种）其

23、2:1电压驻波比带宽接近1.5ghzo由此我们 也可以看出未来相控阵天线的发展方向，其中宽频带、集成化是一个重要方面。1.3本文的主要工作本文所从事的课题研究为“x波段单脉冲一维相扫天线阵列”的前期预研工 作，主要完成天线单元和其馈电网络的一体化设计（天线行），为顺利组成天线阵 面打下坚实基础。本文主要完成以下几个方面的工作：a. 选取合适的天线单元并进行设计。在阵列环境下（考虑互耦）完成单元的 阻抗匹配。b. 采用天线阵列经典分析理论设计阵元间距，抑制栅瓣的产生；确定天线行 列数；确定天线口径分布。c探讨天线阵列的扫描特性和互耦分析方法，对试验小面阵进行分析，计算 阵列天线的扫描特性，为组阵

24、打下基础。d. 设计行馈功分网络，考虑与天线单元的一体化设计。e. 完成天线阵面单脉冲馈电网络的理论设计。f. 完成天线行的测试和分析。第二章平面阵列天线辐射特性分析2.1用经典方法分析平面阵列天线平面阵列天线形式很多，最常见的为矩形栅格排列和三角形栅格排列。而阵 元以均匀间距、位于一条直线并受等幅同相电流激励的均匀直线阵最为常见，也 是分析复杂阵列的基础。2.1.1直线阵假设天线金屈表面s上有传导电流/（耳），介质区域v内有极化电流丿0”（几）, 则采用球坐标系表示的天线远区电场强度为(2-1)式中，a为与方向（e,（p）无关的常数r(e,(p)为辐射方向图(2-2)f(8,(p) = r0

25、 x|r0 x|/(rs)exp(-jr0d-s) + ycoj p(r0)exp(jfo-0uv)jv k为波数5'7 2兀 yr（）为观察方向单位矢量彳）=sin0 cos（px+sin0 sin（py+cos0z空间位置任意分布的n元相控阵天线的方向图可以采用同样的方法分析。如 图21所示，设第n号阵元位于比，受到激励的复电流为/nexpqg）盒，具有方向图函数为a（6,（p）o则不计互月附，在1*0方向的远区，阵列产生的电场强度为 勺exp（-沟）n nnnne（8,（p）= kl exp（7（p ）/ （6,（p）” 0（2-3）gorfi式中，心为与（b,（p）无关的常数；

26、乙为第n号阵元的和位中心到场点的距离；盒为第n 号阵元在远区产生辐射场极化的单位矢量。由图21,将rn=r.-dn代入式（2.3）,则n-1e（e,（p） =工和“ expu（坳比）+<p£（e，<p）盒（24）/:=0式中，k'n =-exp（-j）式（2-4）适用于不同阵元即非相似元组成的线阵、面阵和立体阵辐射场计算。 对于由结构形状、电流分布和安装姿态都一样的相似天线单元组成的均匀直线阵, 如图2-2所示，不计常数因子时（f）=0平面上的辐射场将简化为(2-5)e（e）=e.（e）x（e） 式中，e“（e）为阵因子，£（e）为单元因子。图22线阵几

27、何结构n-1(0) = xz« expu(如 d sin0 +(pj/!=() 式中，d为相邻单元间距。单元因子£(e)表征阵列天线远区场的极化特性。阵因子d(e)是复函数，表 征阵列天线远区场的幅相特性。对于人型相控阵，阵因子是主要研究目标。在式(25)的阵因子e,e)中，令札=-如dsinq, 6为天线波束最大指向角,(2-6)n-e佝exp；w(sine -sin0v)n=0上式是直线相控阵天线方向性函数的一般表达式，人是阵元的实电流分布。 根据需要，人可以是chebyshev加权，也可以是taylor分布，等等。假设阵列均 匀激励，即人=15 = 0,1,n 1),

28、则式(2-6)为(2-7)工弋中,u = /a/(sinq -sin0v)。对于实际阵列,单元数n较大，式(2-7)可表示为e (0)= sinc(/v)(2-8)a 2卡宀 .sinxjkt， sin ex -。x式(2-7)在弘=2/皿(加为整数)时，£*“(0)取最大值；其中，加=0对应于 方向图主瓣，加取不为零的整数时对应于栅瓣。栅瓣的出现是人们不期望的，它不 但使辐射能量分散，增益下降，而且会对目标定位、测向造成错误判断等，应当 给与抑制。由式(26)可见，改变阵元之间的相位差q二-rdsiia，就能改变波束指向。 这就是相控阵天线波束扫描的基本原理。2. 1.2平面阵矩形

29、网格矩形边界的平面阵结构及建立的坐标系如图2-3所示。平面阵共有 m列，n行，行间距为2,列间距为0.。123m m图2-3平面阵结构及建立的坐标系为了使阵列天线只向正前方辐射，阵列的后面往往加有一个反射网，为便于 分析，这个反射网可看作是一金属反射面，见图24 反射面与阵列表面之间的距 离为x，它约为屮心频率对应波长九的四分2，即d尸人14。阵列单元为半波 振子，其全长约为2厶二兀/2。由于有反射面，则在以后计算阵列方向图时要考虑 阵列单元的镜像。图2-4平面阵和反射面模型立体图，及笫inn个单元的镜像法示意(2-9)(2-10)由图2-4可得第mn个单元的坐标位置矢量为:pmn=yyzzn

30、 该单元镜像的坐标位置矢量为pbn «=2厶*加科（m+l式中,(2-11)（血一p , m= 1, 2,珈，,却2z=（n-）d. 2为该单元在阵面上的位置坐标。不论行数n和列数m为何值，这个表示都是相对于阵列中心的位置坐标。坐标原点到远区场点的射线厂的单位矢量为产=弧0甲 s八 y sqi n ft-tf a 0c o s平面阵的总辐射场矢量为120|e|=_|f（e,（p）|r式中，f（e,（p）= 7o（0?<p）/；（e?9）/v（e）z（e）(2-12)(2-13)(2-14)./0（e,（p）为单元振子的方向图函数/;（e,（p）为考虑镜像的方向图函数m/v（e,

31、（p）二工几exp（.血sine sin（p）为丫方向线阵的阵因子口nz（6） = s l exp（小z” cos0）n=l为z方向线阵的阵因子(2-15)(2-16)(2-17)(2-18)对有反射面由阵列建立的坐标系（见图2-3）, 8称为俯仰角，（p称为方位角。的平面阵,其俯仰角和方位角的范围分别为：0 = 0兀，（p =-兀/2兀/2。由式（213） 既可以确定任意俯仰角的方位方向图，也可确定任意方位角的俯仰方向图。通常 我们只对两个主面（e面和h面）的方向图感兴趣。e面（yz平面，9=71/2,又称方位面）方向图函数为sr-cos kl sin(w cos)rsini 1i exp

32、伽x <p ix . <p ii s.= l 加=1l =1-cos（ph面（xz平面，（p=0, 乂称俯仰面）方向图函数为/7/（e）=f（e,（p）u二心1=（1 - cos kl） sin（kdx sin0） i 2 tym | | 工厶 exp（j闵 cos6） ilr=l jl =1j如果希望在h面实现扫描，则按列口径分布应为(2-19)式中，匕为某列中两单元之间的馈电相位差，如果采用二进制移相器，其表示为(x360p(2-20)22尺=0,±1,±2,为波位数，k为二进制移相器位数。对6位二进制移相器，k=6, 则匕=5.625#(°) o

33、平面阵天线的方向性系数d可由如下公式估算32400为0.5e200.5/(2-21)此式是在均匀平面阵的情况下导出的，且平面阵处于自由空间。对有反射网的平 面阵天线，按上式计算的方向性系数应该偏小。因此，方向性系数可按如下公式 计算(2-22)=4兀f他,).n/2 itf2(e,(p)sinet/06/(pj-n/2jo式中，f(9,(p)由式(2-14)表示，为最大辐射方向，分母只对阵面前方半空 间积分。式(2-22)表示的方向性系数比实际值又略大些，因为在阵列的后面半空间 可能有少部分辐射能量。由于阵列的方向图函数f(9,(p)是一个复杂函数，上式分母中的二重积分只能 采用数值积分方法。

34、对形如/ =2 f2(e,(p)sin06/e(p的积分，最简单的积分方法是把积分区间等分成许多小块，见图25。图25积分区间分块示意每小块内被积函数看是均匀的，则第可个小块的积分分值为i =ae-a（p f2（e,（p ）sine u1 j1式中，（g,（pj）是第（/个小块的中点坐标（p =-7t/2 + （j-0.5）a（p ,e二兀/ng和（）=兀/心分别为e和（p积分区间的等分段长度，饨和他分别为b 和（p积分区间的等分段数。则，紳只分值为££ i j；e, =（/-o.5）ae,i = ,2,叫j = ,2,.,n（p/ = a0 a（p-f2（6 ,（p ）s

35、in6（2-23）' i j 1方向性系数是以辐射功率为'基点，没有考虑天线能量转换效率。天线的增益 等于天线的效率与方向性系数之积。换言之，如果天线的效率为100%,则天线的 方向性系数也就是天线的增益了。另外，工程屮还经常采用阵列单元呈三角形栅格排列、而边界为矩形的平面 阵。这种阵列天线可以看成是两个矩形栅格排列的平面阵和嵌所构成的，如图26 中所示。为了便于区分，两个子平面阵的单元分布用圆点和方点表示。设三角形栅格阵列的两个子矩形平面阵完全一样，即子阵的单元数均为 nyxnz，单元间距均为2dy和2么，均匀递变相位均为2®,和2匕。如果以坐标原s (0,(p)=

36、弘t弘-】i cxpj2m(kdvsin0sin(p+aj + 2”伙dcos0 +a_)o zzg)/h=0 zt=o以方点表示的子阵阵因子为sn（0,（p） = exp j（kdy sin 0 sin （p + a v） + （kd, cos0 +aj nt（2-25）工 x 扁 exp j2m（kdy sin0 sin（p +a j + 2”（畑:cos0 +aj ni=o n=q上式中求和号前面的指数项为方点表示的子阵相对于坐标原点的空间相差；/°和 m/湎分别为两个子阵中第mn个单元的激励幅度。整个三角形栅格平面阵列的阵因 子就为这两个子阵的阵因子的和。如果冷/二/ （如均

37、匀平面阵就是这种情 况），则得,tm m,t m,ts（e,（p） = so（8,（p） + si（8,q） = l + /kyn"hwwy）+（mzcos3+a2）f,©（p）二巧（8,（p）代（e,<p）（2-26）式中，fv（6,（p） =仏一1 nt工 工 hnn cxpj2m（lalv sin0 sin（p + av） + 2n（zz/z cosg +（x-）（2-27）/m=0 n=0该式是间距为2九和2必，均匀递变相位为2®和2匕的矩形平面阵的阵因子。fa（0,（p） = 1 + exp j（kdv sin0 sin（p+av） + （kdz

38、cos0 +oc j（2-28）表示两个子平面阵的综合阵因子。与矩形栅格相比，三角形栅格排列的平而阵其优点为：（1）在满足相同的天线指标（如主瓣宽度、非线性系数、不出现栅瓣等）情 况下，所需单元数较少，单元数约减少10%左右小2宀。（2）三角形栅格排列可使单元排列紧密，使相控阵天线实现大角度扫描。 下面讨论一下阵元间距以及栅瓣出现的条件。相控阵天线在瞬间迅捷改变波 束指向是阵列单元幅度和相位严格程控和单元间距合理设计的结果。单元间距过小将产生如下一系列弊端:单元间互耦强，致使 单元自身乃至阵列的方向图形状，以及功率传输等辐射特性和阻抗特性恶化，同 时使孔径面积一定的阵列造价和成本增加；而单元间

39、距过大，乂将使扫描波束在 实空间产牛不希望有的能量和强度与主瓣相仿的栅瓣，严重影响扫描波瓣质量， 以至阵面无法正常工作或工作时危及自身的安全。阵元间距的选择应以抑制栅瓣 和满足宽角阻抗匹配为目标，它直接关系到天线的性能和造价。通常认为，对于 确定的工作频段和最大扫描角8$,相控阵天线阵元的理论最大间距久，心为(1) 矩形栅格d d <k(2-29)_ 1+ sin0s(2) 等腰三角形栅格 <1 九j j _tttti * sinoc l + |sin0v|<a <(2-30)1九不了<d cosa 1+ sin0s式中，a为单元栅排列所形成的等腰三角形与水平坐标

40、轴的夹角。以上两 式屮的波长应取工作频段中的最短波长，它们给出了栅瓣最大值在虚 实空间交界处，即将进入实空间的单位圆时阵元间距的理论上限。所对应的扫描2 空域在正弦空间上是以原点为圆心，以sinq.为半径的圆域。进一步的分析表明， 对于一部战术相控阵天线，在给定扫描空域的方位覆盖、仰角覆盖、阵而倾角及 阵面指向角以后，阵元在技术条件规定的工作频带内和扫描空域中，不出现栅瓣 的最大间距可以取得比以上两式规定得更大。2.1.3平面阵列天线的口径分布电磁理论分析表明，在天线口径前的半无限空间，包括夫朗何费(fraunhfer) 远区和非涅尔(fresnel)近区内任一点的场均可由口径分布表示。在数学

41、上两者 满足一定的积分变换关系，在肓角坐标系中两者是傅立叶变换对，在圆柱坐标系 中两者满足傅立叶-汉克尔变换。对于等幅同相均匀直线阵，其副瓣电平高达 -13. 46db,这对雷达的正常工作乃至生存不利。目前，许多战术雷达由于抗干扰 的需要都有副瓣低于-30db乃至更低的要求。除此以外，雷达搜索吋，为了提高发 现概率需要天线提供余割平方或扇形等特殊形状的方向图；雷达转入跟踪时，为 了不致丢失目标或分清两个紧挨的目标，又要求天线产生笔形或针状窄波束。上 述各种不同赋形方向图的实现都关系着阵列天线口径的幅相分布。一维线阵的口 径分布是对连续线源分布的离散取样。理论证明，当取样符合nyquist定理时

42、， 两者的吻合程度令人满意。口径分布有多种形式，如hamming分布、常数项加余 弦平方分布、单参数分布、chebyshev分布、双参数分布、taylor分布、elliott 分布、bayliss差分布等。chebyshev分布与taylor分布是工程上常用的两种综合方法。chebyshev阵列 其方向图是最佳的，即在相同阵列长度情况下对给定的副瓣电平，其主瓣宽度是 最窄的，或对给定的主瓣零点宽度，所得副瓣电平是最低的。但是当阵列单元数口较多，chebyshev阵列两端单元的激励幅度将发生跳变冈，最末单元比其相邻单 元的激励幅度大许多，不利于馈电并对方向图副瓣电平影响很大，而taylor综合

43、方法得到的结果是单调减少的。另外，chebyshev分布得到的方向图为等副瓣电平, 而taylor分布得到的方向图副瓣电平只有紧靠主瓣的几个副瓣屯平接近相等，其 余副瓣电平是对对减少的。同时我们耍注意到，对于幅度加权，在得到低副瓣的 同时，其波束宽度相应展宽，幅度锥削越陡，波宽展宽越大，这就是低副瓣的代 价。下面对taylor分布作一简单叙述。设有一个等间距直线阵，单元数为n,单元间距为d,如图27所示。1 2 3n图27 n单元等间距直线阵n对于方位面和波束采用泰勒口径分布，线阵各单元的泰勒分布为/( pn)=卜乞 s 0 )co冰)(2-31)/=1式屮pn=2jjlan + l=(n-

44、)d为直线阵中第n个单元的位置；la = nd ,为阵列长度； h>2a2+1/2,为泰勒空间因子(方向图)紧靠主瓣的等副瓣个数；a = ' cosh r ln(/? + ir2 -1 )n 00_副瓣电平比；szz为指标要求的最大副瓣电平;(2-32)cosh/?兀、°& =10毗/20,为主、(2-33)j (i)!'21 _3aa_ |l o h + 伙一 1/2),0<i<n(2-34)i>n口为波瓣展宽因子。7a2 +(n-l/2)2(2-35)由式(2-31)就可综合出直线阵中各单元的馈电分布。 对于taylor分布阵列，其

45、半功率波束宽度为(bw ), = a0/z =-i金i2s1v- 1 2(c&s h-f)o s lrad)(p-36)当l»x时,(bw)h /(cosh-1 r )2 -(cosh-1兀厶y°(rad)(2-37)用于阵列时取l = nd, n为阵元数，d为阵元间距。在阵列长度和副瓣电平相同的情况下，泰勒阵列方向图的波瓣宽度与切比雪夫 阵列波瓣宽度相比要大。倍。2.1.4平面阵列天线的尺寸设计为便于分析和说明，下面将本课题天线相关部分技术指标罗列如下： 工作频率 .f2；中心频率为齐（x-band）,对应波长为入； 极化方式水平线极化；副瓣电平 方位而w30db

46、 ,高低而w25db；零值深度w25db；波束宽度 方位面$2.5。,高低面$4.5。（接收）；天线子阵 驻波vswr w 1.3；方位面和高低面均采用单脉冲方式，方位 面机扫，高低面相扫；高低面扫描范围045° ；行馈馈电网络 插入损耗w1.3db , vswr w 1.3 ,隔离度il220db；根据上述指标，就可以对天线展开初步设计了。在初步设计中，往往不计阵 元间的互耦，而采用经典的阵列理论进行设计。三角形网格矩形边界的平面阵结构及建立的坐标系如图2-6所示。由于方位面 与高低面都有低副瓣要求，因此都要进行幅度加权。综合前面的分析,拟采用taylor 分布，而且设计采用的副瓣

47、电平要留余量，一般要留有710db的余量。由于平 面阵中单元的馈电分布可分离成按行和按列排列的口径分布，因此，需给出方位 面直线阵的泰勒口径分布,发射时俯仰面直线阵列的均匀口径分布，以及接收时俯 仰面直线阵列的泰勒口径分布。由于低副瓣实现的代价是波束的展宽，结合前面 的分析，由己知的方位面与高低面的波束宽度就可以确定方位面与高低面的线阵 长度。由于方位面机械扫描，因此方位面，即列间距可适当取大些；高低面相位 扫描，则行间距受限于扫描角，由最大扫描角（45° ）可以确定不出现栅瓣的最大间距，然后在合适的区间选取行间距。间距确定后，则单元数随之确定。其实, 对于间距的选择也存在一个优化过

48、程，文献z采用遗传算法，通过建立机会约束 规划模型来确定相控阵天线的阵元间距，也不失为一个可行的方法。在方位面和俯仰面均耍实现单脉冲。对于方位面，和波束采用泰勒口径分布, 而差波束，阵列单元数应为偶数，并且阵列分成两半，其相位差为兀。对于俯仰面, 做发射时，和波束采用均匀口径分布；做接收时，和波束采用泰勒口径分布，而 差波束，阵列单元数应为偶数，并且阵列分成两半，其相位差为兀0这正是设计单 脉冲馈电网络时应考虑的问题。经计算，平面阵共有m=28列，n=28行，行间距2=0.513九，列间距 dy =0.845,阵列采用三角形栅格排列。图28为行馈和列馈幅度分布图。图2（行馈和列馈幅度分布2.

49、2平面阵列天线互耦及扫描特性分析2.2.1天线的互耦效应平面相控阵列天线是由大量的天线单元组成的。众所周知，天线的性质决定, 当两个天线放在一起的时候，一个发射则另一个将会接收到一些发射来的能量， 接收能量的多少取决于天线z间的距离和相对的方向性。例如偶极子的辐射方向 图在8 =±90。方向上为零，在e=±o。的平面内则没有方向性。所以，在同一直线 上排列的两个偶极子之间的耦合较弱，而平行的两个偶极子之间的耦合则较强。 这种阵列天线单元之间的能量相互交换就称之为“互耦”。在研究一个阵列天线时, 会发现阵列天线屮的单元方向图与单元独自在自由空间时不一样；阵列屮位置不 同的单元

50、方向图和反射系数相互也有不少差别；阵列与馈电网络以及阵列口面上 的单元之间都可能发生谐振；即使设计优良的功分网络也不能把预定的能量精确 地分配给辐射单元而总有偏差，尤其是处于阵列边缘的单元。这些现象的产生都 和阵列单元间的互耦有关。互耦效应的存在使阵列天线产牛以下不良后果。（1）阵列单元方向图畸变。互耦一般使单元方向图主瓣变窄，这不利于相控 阵天线的宽角扫描。（2）阵列单元激励电流改变。互耦越强，幅相分布偏离预定值越大，从而使 阵列方向图副瓣抬高、增益降低和波束指向发生偏差等。（3）阵中单元的辐射阻抗和输入阻抗不同于自由空间，随波束扫描变化而变 化，从而使阵列与馈电网络产生严重失配。v.w.h

51、.changr121采用积分方程技术求解 相控偶极子有限阵列的精确解时，分析了阵列单元的电流分布和有源导纳（active admittance）,结果表明阵列扫描时有源导纳变化非常明显，从而导致阵列的严重失 配。大的反射系数将使发射机的频率产牛漂移，或是使阵列在某些扫描空域出现 盲点，即不辐射也收不到能量。（4）阵列极化特性变坏。因此，对互耦进行定量研究，寻求阵列中单元阻抗 随扫描角变化规律，选择恰当的匹配方法，计及互耦影响后实现单元预定激励分布的途径，是高质量阵列 天线设计的关键刃。60年代末至70年代初，美国西屋公司在研制极低副瓣的 awacs天线（波导窄边开缝阵列，副瓣达到-45db）时

52、，采用了克服互耦影响的 崭新设计思想心】。他们在设计口径分布时，事先就考虑了互耦问题。假定最后要 实现的复分布是f,这是一个能达到极低副瓣的分布。然后，在考虑互耦的前提下， 经过计算机计算，得出另一个馈电复分布f1,各单元的馈电功率就按f1进行设计。 这个f1,在互耦的作用下能产生所需要的口径分布f。这项新技术的关键是如何 在预先考虑互耦的情况下，从最后要求的分布f中求出f1。西屋公司的dick mccomas在phil hacker的指导下研究岀了一个能完成此任务的计算机辅助设计程 序。实践证明，这种事先考虑互耦的设计方法是成功的。毫无疑问，它是天线设 计技术方面的一项重大突破。正因为如此，

53、这项技术一直保密了很多年，至今尚 未公布具体细节。电子科技大学工程硕士学位论文2.2.2互耦效应的分析方法阵列单元互耦的严格分析是复杂的电动力学问题，在数学解析上会遇到巨大 的困难，因此工程上常采用有一定精度的近似法对互耦进行分析。主要有逐元法 和周期结构理论两类。逐元法是采用电路的观点计算阵列天线的辐射特性和阻抗 特性，互耦效应的描述和求解可以借助于阻抗矩阵9网，也可以采用散射系数矩阵 rm】，虽然二者的表现形式不同，但由于都是解释同一物理现象，可相互表述和转 换。逐元法适用于小阶数的矩阵求解，当阵列单元数较多吋，宜采用周期结构理 论。周期结构理论是将大阵看做无限周期结构，采用模式场理论并借

54、助于floquet 定理对互耦进行分析。下面对小阵研究中常用的互阻抗法和散射矩阵法进行介绍。2.2.2. 1互阻抗法两个天线的互阻抗定义为单位电流激励一个天线时，另一天线终端所感应的 开路电压。在天线阵中互耦影响主要体现在天线单元阻抗及阵列阻抗的变化。阵 列的阻抗特性是与单元形式、幅相分布、馈电网络和移相方式等因素有关的复杂 参数。阵列天线单元指定参考端口的电流和电压有如下关系v = zi(2-38)式中，z为单元之间的阻抗系数方阵，其中对角线元素为自阻抗，其余为互阻抗。互阻抗的优点是阵列屮的所有单元，包括边缘单元都能求得阻抗数值。这对 于单元数不多的阵列较为方便，但是由于该方法建立在感应电动

55、势法的基础上， 要求阵列由工程上不易实现的预想恒定功率源进行馈电，因而分析的结果有先天 的近似性。此外，该方法需要对阵列单元进行穷举计算。对于大阵，高速大容量 计算机可能也难以胜任，因而这种方法适用性有限。但是它的分析指导，可以引 出规律性的启示。设在xy平面上，矩形平面相控阵天线由(2m+1) x (2n+1)个单元组成， 沿x、y轴方向的单元间距分别为久、dy, mn号单元的输入阻抗乙"为(2-39)1加"p= q=式中，zmn加为mn号单元的自阻抗；z加內(m工或心q)为mn号单元与西号单 元的互阻抗；.为凶号单元的激励电流。设阵列等幅激励，即5二1,而沿x轴和y轴方

56、向相邻单元有线性累进相位，mn = exp-jk(jndx cosq + ndy sin(|) sin 0 则mn号单元的有源输入阻抗z加和反射系数心分别为(2-40)(2-41)m nz泗=y y z叫旳 cxpjk(m - p)dk cos© + (n- q)dy sin(|)sine )m =-/v阵列屮心单元(m = n = 0)的有源输入阻抗为m n% =工 x zg exp-jk(pdx cos© +姚 sin(|)sin0(242)p=-m q=-n2. 2. 2. 2散射系数法阵列天线的散射系数s是以微波网络观点描述各单元入射波电压a、反射波电 压b关系的参

57、量。在相控阵天线中，散射系数是扫描角的函数，有b = sa(2-43)式中，s为单元之间的散射系数方阵，其中对角线元素&呦为加号单元的反射系数, sllul(m h斤)为m号与n号单元的传输系数。对于由(2m+1) x (2n+1)个单元组成的矩形平面相控阵天线，式(243)为(2-44)m nsmn'pqqpqp=-m q=-n式中，勺刈为pq号单元的入射波电压幅值，为加号单元的反射波电压幅值。s叭凶为用单位振幅激励枷2号单元后，其余单元端接兀配负载时，pq号单元的散 射系数(或耦合系数)。假设激励阵列各单元的入射波电压幅值相等且为1,而相位按扫描角ee)线 性累进，则号单元的入射波电