感应加热电源控制系统综合设计

1、电气工程及其自动化专业综合设计(论文)摘要本文主要是对感应加热电源进行设计。通过对感应加热电源的工作原理、感应加热电源的的整流电路、逆变电路还有控制电路这三个主要方面进行设计。在整流电流设计过程中，主要是对整流电路的分类，并且从中选择适合的整流电路，以及对其所需要的参数进行设计这三个方面进行设计。最后整流电路采用三相桥式全控整流电路，其电路结构简单，易于推广。在逆变电路中采取了单相全桥逆变电路，最后是对控制电路分析。关键词 感应加热电源；三相桥式整流电路；单相全桥逆变电路；控制电路目 录1 绪论11.1感应加热电源的特点与应用11.2感应加热电源的发展阶段11.3国内外发展现状21.4影响感应

2、加热电源发展的主要因素21.5感应加热电源的发展趋势22 感应加热电源的结构及工作原理42.1基本工作原理42.2感应加热电源的基本结构53 整流电路的设计63.1整流电路的分类63.2整流电路的选择63.3三相桥式全控整流电路63.4整流电路的参数设计104 逆变器的设计114.1逆变电路的原理11 4.2逆变电路的设计125 控制电路的设计135.1控制芯片SG3525A135.1.1内部逻辑电路分析135.1.2芯片管脚及其功能介绍145.2控制电路的作用165.3控制方法165.4驱动电路图17结论19致谢20参考文献21I1 绪论1.1 感应加热电源的特点和应用 感应加热是根据电磁感

3、应原理，利用工件中涡流产生的热量对工件进行加热的。由于感应加热效率高，速度快，可控性好，易于实现高温和局部加热，易于实现机械化和自动化等优点，已在熔炼，铸造，弯管，热锻，焊接和表面热处理等行业得到广泛的应用。在国外，感应加热技术已日趋成熟。在铸造方面，正在迅速发展双联熔炼工艺，即利用中频炉保温改性，进行球墨铁或合金钢的精密浇铸;在锻造方面，利用感应加热实现快速透热热锻，其材料利用率可达85%，锻件表面光洁度可小于50m;在焊接，淬火方面，国外一方面致力于开发大功率全固态高频电源，一方面致力于开发高度自动化的热处理成套处理系统。我国铸件用量大，而铸造行业仍以冲天炉熔炼为主，温度及成分波动大，废品

4、率高。目前，我国较好的铸造业废品率也在6%-15%间，而一般铸造厂的废品率高达30%。随着我国电力供应的改善，环保要求的提高，发展和扩大感应加热的规模，在大型企业推广双联熔炼工艺，改造我国铸造行业是符合我国煤炭资源丰富特点的一条有效途径。这项改造工程不但涉及到保温炉的设计制造，双联熔炼工艺的最佳化控制系统设计，还涉及到大功率中频感应加热电源等。同样地，在锻造，焊接，淬火热处理方面全面推广国外先进技术，改造我国传统产业是必然趋势。 近年来在某些高新技术的研究开发中也使用了感应加热。上述这些先进技术的推广和发展均与感应加热电源技术的研究和发展密切相关。1.2 感应加热电源的发展阶段 (1) 在50

5、年代前，感应加热电源主要有:工频感应熔炼炉，电磁倍频器，中频发电机组和电子管振荡器式高频电源。50年代末可控硅的出现则标志着固态半导体器件为核心的现代电力电子学的开始。硅晶闸管的出现推动了感应加热电源及应用的飞速发展。至今，在中频(500Hz-10kHz)范围内，晶闸管中频感应加热装置已完全取代了传统的中频发电机组和电磁倍频器。在高频范围内，由于晶闸管本身开关特性等参数的限制，给研制该频段的电源带来了很大的技术难度，它必须通过改变电路拓扑结构才有可能实现。 (2) 70年代末到80年代初，现代半导体微机集成加工技术与功率半导体技术的结合，为开发新型功率半导体器件提供了条件，相继出现了一大批全控

6、型电力电子半导体器件，极大地推动了电力电子学发展，为固态超音频，高频电源的研制提供了坚实的基础。 (3) 1983年IGBT的问世进一步推动了感应加热电源的发展。IGBT综合了MOS和双极晶体管的优点，具有通态压降低，开关速度快，易驱动等优点，自1988年解决了擎住问题后，大功率高速IGBT已成为众多加热电源的首选器件，频率高达100kHz,功率高达MW级电源已可实现。(4)在超高频(100kHz以上)频段，长期以来由电子管振荡式变换器产生。80年代兴起由大功率半导体开关器件为元件的逆变式高频感应加热电源。1.3 国内外发展现状在中频范围内，国外装置的最大容量已达到数十兆瓦。在高频(100kH

7、z以上)频段内，目前国外正处于从传统的电子管电源向晶体管化全固态电源的过渡阶段，以模块化，大容量化MOSFET, IGBT功率器件为主。表1-1列出了各国的发展水平。表1-1各国感应加热电源的发展水平国家MOSFET的参数IGBT的参数西班牙600Kw/400kHz30-600Kw/50-100kHz德国480Kw/50-200kHz_比利时1000Kw/15-600kHz_日本_1200Kw/50kHz中国（浙江大学）20kW/300kHz50kW/50kHz (产品)200kW/75kHz（研制）西班牙采用MOSFET的电流型感应加热电源制造水平达600kW/400kHz。日本主要以SIT

8、为主，电源水平在80年代末达到了10000kW/200kHz. 400kW/400kHz 。在中频范围内，国内己形成200Hz-10000Hz，功率为100kW-3000kW系列产品，可以配备5t以下的熔炼炉及更大容量的保温炉，也适用于各种金属透热，表面淬火等热处理工艺，尤其在废旧钢铁熔化及铸造上已经得到了普遍的应用。在高频(100kHz以上)频段内，国内浙江大学在90年代研制成20kW/300kHz MOSFET高频电源，己被成功应用于小型刀具的表面热处理和飞机涡轮叶片的热应力考核试验中，96年天津高频设备厂和天津大学联合开发出75kW/200kHz SIT感应加热电源。总的来说，与国外的水

9、平相差很大。1.4 影响感应加热电源发展的主要因素 (1)感应加热电源的发展与电力电子器件的发展密切相关，而电力电子器件的发展又是与半导体微机集成加工技术与功率半导体技术分不开的。可控硅出现后，一代又一代的电力半导体器件先后问世，性能不断改善，高耐压和高耐流，低损耗、高频率使得感应加热电源的性能和实用性得到了体现。 (2)单片机、微型计算机技术和集成芯片技术的发展使得对感应加热电源的复杂控制成为可能，体积和重量明显减小，功率因素提高了，功率控制调节方便、准确。 (3)感应加热电源的发展离不开材料学的进步如磁性材料学。同时，一些相关的技术如磁通集中器，感应线圈的材料和设计，绝缘技术，故障诊断技术

10、和远程控制、智能化技术等等也都影响其发展。可以说，感应加热电源的发展是诸多学科和综合技术共同决定的。1.5 感应加热电源的发展趋势 (1) 从电路的角度，感应加热电源的大容量化技术分两类:一是器件的串并联;二是多台电源的串并联。在器件的串并联方式中，必须处理好串联器件的均压问题和并联器件均流问题，由于器件制造工艺和参数的离散性，限制了器件的串并联数目，且装置的可靠性和串并联数目成反比。多台电源的串并联技术是在器件串并联技术基础上进一步大容量化的有效手段，借助于可靠的电源串并联技术，在单机容量适当的情况下，可简单地通过串并联运行方式得到大容量装置，每台单机只是装置的一个单元(或一个模块)。 串联

11、逆变器输出可等效为一低阻抗的电压源。当两电压源并联时，相互间的幅值，相位和频率不同或波动时将导致很大的环流，以致逆变器件的电流产生严重不均。因此，串联逆变器存在并机扩容困难:而对并联逆变器，逆变器输入端的直流大，电抗器可充当各并联器之间的电流缓冲环节，使得输入端的AC/DC或DC/DC环节有足够的时间来纠正直流电流的偏差，达到多机并联扩容。 (2) 目前，感应加热电源在中频段主要采用晶闸管，超音频段主要是IGBT，而高频段，随着MOSFET和IGBT性能不断改进，SIT将失去存在价值。感应加热电源谐振逆变器可实现软开关，但由于通常功率较大，对功率器件，无源器件，电缆，布线，接地屏蔽等均有很多特

12、殊要求，尤其是高频电源。因此，实现感应加热电源高频化仍有许多应用基础技术需进一步探讨。 (3) 感应加热电源多应用于工业现场，其运行工况比较复杂，它与钢铁，冶金和金属热处理行业具有十分密切的联系，它的负载对象各式各样，而电源逆变器与负载是一有机的整体，负载直接影响到电源的运行效率和可靠性。对焊接，表面热处理等负载，一般采用匹配变压器连接电源和负载感应器，对高频，超音频电源用的匹配变压器要求漏抗很小，如何实现匹配变压器的效率，从磁性材料选择到绕组的设计已成为一重要课题。另外，从电路拓扑上负载结构以三个无源元件代替原来的二个无源元件，以代替匹配变压器实现高效，低成本隔离匹配。 (4) 随着感应热处

13、理生产线自动化程度及对电源高可靠性要求提高，感应加热电源正向智能化控制方向发展。具有计算机智能接口、远程控制、故障自动诊断等控制性能的感应加热电源正成为下一代发展目标。 (5) 由于感应加热用电源一般功率都很大，目前对它的功率因数，谐波污染指标还没有具体要求。但随着减少电网无功及谐波污染要求的提高，具有高功率因数(采用大功率三相功率因数校正技术)及低谐波污染电源必将成为今后发展趋势。 (6) 当今高新技术飞速发展，新材料、新工艺不断涌现，感应加热是一个重要的研发和加工手段。因此，感应加热电源是某些高新技术研发中心不可缺少的装备。可以肯定的说，随着科学技术的发展，感应加热电源在高新技术领域会有更

14、广泛的应用。在这一领域，对感应加热电源的可靠性和可控性要求更高。如何设计制造大功率超高频、高性能的感应加热电源，是电力电子科技工作者的重要课题。2 感应加热电源的结构及工作原理2.1 基本工作原理感应加热是利用导体处于交变电磁场中产生感应电流（涡流）所形成的热效应使导体本身发热。根据不同的加热工艺要求，感应加热采用的电源的频率有工频（5060Hz）、中频(6010000Hz)和高频(高于10000Hz)。感应加热的物体必须是导体，感应加热能在被加热物体内部直接生热，因而热效率高，升温速度快，容易实现整体均匀加热或局部加热（包括表面加热）。感应加热是利用交流电建立交变磁场产生涡流对金属工件进行感

15、应加热的。基本工作原理如图2.1所示，图中A为感应线圈（也称负载线圈），B为被加热的金属工件。若线圈A中通以交流电流i1，则在线圈A内产生随时间变化的磁场，置于交变磁场中的被加热工件B要产生感应电动势e2，形成涡流i2，这些涡流使金属工件发热，消耗电能。由上可知，感应加热是靠感应线圈把电能传递给要加热的金属工件，然后在金属内部转变为热能，感应线圈与被加热金属不直接电接触，能量是通过电磁感应传递的。 B A 图2-1 感应加热基本原理由电磁感应定律可知，感应电动势为： （2-1）设磁通对时间t按正弦规律变化，即 （2-2）则 （2-3）其中感应电动势的幅值为： 2 为了要使金属工件加热到一定的温

16、度，必须要求金属工件内有足够大的涡流，亦即要求金属工件内有较大的电动势，从式（2-2）可知，要增大有如下两种途径：（1）增大线圈A中的电流。增大即增大金属工件中的交变磁通的最大值。（2）增大线圈中电流的频率。因为金属工件中的感应电动势正比于磁通变化率，所以的频率越高，感应电动势就越大。近代感应加热广泛采用中频及高频电源的原因就在于此，也是成为感应加热电源研究的方向和追求的必然。2.2 感应加热电源的基本结构 随着电力电子学及功率半导体器件的发展，感应加热电源拓扑结构经过不断的完善，已形成一种固定的AC/DC/AC变换形式，基本结构如图2-2所示。一般由整流器、滤波器、逆变器及一些控制和保护电路

17、组成。三相整流器滤波器逆变器负载整流器控制电路逆变器控制电路2-2感应加热电源的基本结构框3 整流电路设计3.1 整流电路的分类整流电路是电力电子电路中最早出现的一种，它将交流电变为直流电，应用十分广泛，电路形式各种各样；按组成的器件可分为不可控、半控和全控三种，按电路结构可分为桥式电路和零式电路，按交流输入相数分为单相电路和多相电路，按变压器二次侧电流的方向是单相或双相，又分为半波电路和全波电路；实用电路是上述的组合结构5。整流电路的实质就是把交流电能转换为直流电能的电路。3.2 整流电路的选择半波整流：变压器的次级绕组与负载相接，中间串联一个整流二极管，就是半波整流。利用二极管的单向导电性

18、，只有半个周期内有电流流过负载，另半个周期被二管所阻，没有电流。这种电路，变压器中有直流分量流过，降低了变压器的效率；整流电流的脉动成分太大，对滤波电路的要求高。只适用于小电流整流电路。全波整流：一是变压器与半流整流电路相同，但用四个二极管组成桥式电路，将次级线圈的正、负半周都用起来；二是变压器的次级绕组圈数加倍，中间抽头，实际上由两个次级线圈构成。中间抽头接负载一端，另两个端子各串联一个二极管后接负载的另一端。经常使用的整流电源电路是效率高的全波整流电源电路，仅用电容器作为滤波电路的电路有中心抽头式和桥式。现在装有4个整流二极管的桥式整流器能够很便宜买到，而且变压器的使用效率也高，所以几乎都

19、为桥式整流电路6。桥式整流属于全波整流，三相整流只有全波整流，没有半波整流。三相全波整流也只有桥式整流。 所以在此设计中选用了三相桥式全控整流电路。3.3 三相桥式全控整流电路整流电路采用三相全控桥式整流电路，其作用为将从三相电网输入的50Hz电压整流成脉动的直流电压。三相桥式整流电路图如图3-1所示。图3-1 三相桥式全控整流电路晶闸管VT1、VT3、VT5接成共阴极，晶闸管VT4、VT6、VT2接成共阳极，并与变压器和负荷分别构成两个三相半波可控整流电路，两个三相半波可控整流电路串联就构成三相桥式全控整流电路，如图3-2所示。图3-2相桥式全控整流电路三相桥式全控整流电路的输出电压为三相半

20、波可控电路的两倍三相桥式全控整流电路的输出电压为： （3-1）式中：输出直流电压平均值； 电网相电压； 触发移相角。当=0时，对于共阴极组的晶闸管依次触发阴极电位最高的晶闸管，对于阴极组的晶闸管组依次触发阴极电位最低的晶闸管，使晶闸管导通。把一个周期平均分为6段，如图3-3，3-4，3-5，3-6所示。 图3-3 =0º输出电压波形 在VT1段内，a相电压最高，电流从变压器a相绕组流出，经过VT1负荷和VT6（在此段内，b相电压最低，共阳极组的晶闸管VT6正处于导通状态），回到变压器b相绕组。a相绕组内的电流为正，b相绕组内的电流为负。负荷电压Ud=Uab。 在VT4段内，a相电压仍

21、然最高，晶闸管VT1继续导通，电流从a相绕组流出，经过VT1负荷和VT2。晶闸管VT6承受反向电压而关断，所以电流回到c相绕组。b相绕组内的电流为正，c相绕组内的电流为负。负荷电压Ud=Uac。图3-4 =30º输出电压波形在VT1和VT4段内，由于负荷的电感量较大，流过VT1的电流也保持不变。在VT3段内，b相电压最高，晶闸管VT3因得到触发脉冲而导通，由于b点电位高于a点电位，所以晶闸管VT1因承受反向电压而关断。电流从b相绕组流出。在这一段内，c相电压仍然最低，晶闸管VT2继续导通。负荷电压Ud=Ubc。图3-5 =60º输出电压波 在VT6段内，VT3和VT4导通，

22、Ud=Uba。 在VT5段内，VT4和VT5导通，Ud=Uca。 在VT2段内，VT5和VT6导通，Ud=Ucb。图3-6 =90º输出电压波形 上图是不同时的输出电压波形给出了在感性负载电流非断续的状态下，不同角下的输出电压的波形，其中>的状态称为整流桥的逆变工作状态，其实质是负载向电网反馈能量。3.4 整流电路的参数设计(1) 二极管电压额定值；二极管的耐压可按式(3-2)确定，根据电网电压，考虑到其峰值、电压波动等因素。取波动系数为1.3，安全系数=1.5。 （3-2）由于交流侧电压为380V，代入上式，可得： （3-3）(2) 确定电流额定值I：整流二极管的电流额定值是

23、根据其结温而确定的，可按式(3-4)来确定： （3-4）式中：冲击电流值；安全系数，取=2；将上式变形为： A （3-5）需要说明的是，由于有的存在，在开始启动时，可以使其占空比很小，这样几乎没有冲击电流，所以实际上二极管的耐流可以更小。(3) 的选取；的耐压和耐流与整流二极管是相同等级的。由于频率较高，所以要选择GTR、MOSFET、IGBT等工作频率较高的自关断器件。(4) 电力电容的计算；因为是6个脉动整流波动，50Hz电网输入。周期为20ms，所以每个波动的时间为20/64ms，根据公式(3-6)可以得到： （3-6）式中，取I=115.83A，t=4ms，=600V ,得到：C=77

24、2.2F可以选取3000F/400V的电容4个串联，这样实际的容量为750F，耐压为1600V。4 逆变器的设计4.1 逆变电路的原理以图4-1的单相桥式逆变电路说明最基本的工作原理。图中是桥式电路的4个臂，它们由电力电子器件及其辅助电路组成。当开关、闭合，、断开时，负载电压为正；当开关、断开，、闭合时，为负，其波形如图4-2所示。这样，就把直流电变成了交流电，改变两组开关的切换频率，即可改变输出交流电的频率。这就是逆变电路最基本的工作原理。当负载为电阻时，负载电流和电压的波形形状相同，相位也相同。当负载为阻感时，的基波相位滞后于的基波，两者波形的形状也不同，图4-2给出的就是阻感负载时的波形

25、。设时刻以前、导通，和均为正。在时刻断开、，同时合上、，则的极性立刻变为负。但是，因为负载中有电感，其电流极性不能立刻改变而仍维持原方向。这时负载电流从直流电源负极流出，经、负载和流回正极，负载电感中储存的能量向直流电源反馈，负载电流逐渐减小，到时刻降为零，之后才反向并逐渐增大。、断开，、闭合时的情况类似。上面是均为理想开关时的分析。图4-1 单相桥式逆变电路图4-2逆变电路电压电流波形图（阻感负载）4.2 逆变电路的设计逆变部分为单相全桥逆变，逆变器件采用IGBT模块，内部集成反并联二极管。绝缘栅双极晶体管（Insulated Gate Bipolar Transistor IGBT）是上世

26、纪八十年代中期发展起来的一种新型复合器件。IGBT综合了MOSFET和GTR的优点，因而具有良好的特性。它通流能力强，开关速度快，驱动电路简单，自投入市场以来就迅速扩展了其他应用领域，成为中小功率电力电子设备的主导器件，并在继续努力提高电压和电流容量。1. 逆变桥IGBT的参数计算 （1）确定电流：由逆变器功率输出单元内基波电流计算式，可知IGBT正常工作时流过的电流最大值： 输出电流： （4-1） IGBT电流的最大值： （4-2）则IGBT的额定电流可取，为电流安全系数，一般取1.5-2，此处取2，则： （4-3）(2) 确定电压：由逆变器功率输出单元内基波电流计算式，知IGBT正常工作时

27、，加在其两端的最大电压为： （4-4）则IGBT的额定电压可取，为电压安全系数，一般取1.5-2.此处取1.5，则： （4-5） 考虑IGBT的型号，IR4BC20U,电路图如下：图4-3 单相全桥逆变电路5 控制器的设计5.1控制芯片SG3525A设计电路的控制电路是整个电路的主要部分。如何保证系统稳定且可靠工作,又使系统的开发周期短,性价比高,是一个需要综合考虑的问题。目前实际产品应用中有各种典型的控制电路,鉴于对电源和驱动的要求,结合本次设计选择了SG3525A.5.1.1内部逻辑电路结构分析SG3525A的内部结构见图5-1，由基准电压调整器、振荡器、误差放大器、比较器、锁存器、欠压锁

28、定电路、闭锁控制电路、软起动电路、输出电路构成。图5-1 SG3525A内部结构1.欠压锁定功能基准电压调整器受巧脚的外加直流电压的影响，当低于7V时，基准电压调整器的精度值就得不到保证，由于设置了欠压锁定电路，当出现欠电压时，欠压锁定功能使A端线由低电压上升为逻辑高电平，经过SG3525A的13脚输出为高电平，功率驱动电路输出至功率场效应管的控制脉冲消失，逆变器无电压输出。2系统的故障关闭功能集成控制器SG3525A内部的T3晶体管基极经一电阻连接10引脚。过流保护环节检测到的故障信号使10脚为高电平。由于T3基极与A端线相连。故障信号产生的关闭过程与欠电压锁定过程类似。在电路中，过流保护环

29、节还输出一个信号到与门的输入端，当出现过流信号时，检测环节输出一低电平信号到与门的输入端，使脉冲消失，与SG 3525的故障关闭功能一起构成双重保护。3.软起动功能软起动功能的实现主要由SG3525A内部的晶体管T3和外接电容C3及锁存器来实现的。当出现欠压或者有过流故障时，A端线高电平传到T3晶体管基极，T3导通为8引脚外接电容C3提供放电的途径。C3经T3放电到零电压后，限制了比较器的PWM脉冲电压输出，电压上升为恒定的逻辑高电平，PWM高电平经PWM锁存器输出至D端线仍为恒定的逻辑高电平，C3电容重新充电之前，D端线的高电平不会发生变化，封锁输出。当故障消除后，A端线恢复为低电平正常值，

30、T3截止，C3由50A电流源缓慢充电，C3充电对PWM和D端线脉冲宽度产生影响，同时对P1和P2输出脉冲产生影响，其结果是使P1和P2脉冲由窄缓慢变宽，只有C3充电结束后，P1和P2的脉冲宽度才不受C3充电的影响。这种软起动方式，可使系统主回路电机及功率场效应管承受过大的冲击浪涌电流。5.1.2芯片管脚及其功能介绍SG3525脉宽调制型控制器是美国通用电气公司的产品，作为SG3524的改进型，更适合于运用MOS管作为开关器件的DC/DC变换器，它是采用双级型工艺制作的新型模拟数字混合集成电路，性能优异，所需外围器件较少。它的主要特点是：输出级采用推挽输出，双通道输出，占空比0-50%可调，每一

31、通道的驱动电流最大值可达200mA，灌拉电流峰值可达500mA。可直接驱动功率MOS管，工作频率高达400KHz，具有欠压锁定、过压保护和软启动等功能。该电路由基准电压源、震荡器、误差放大器、PWM比较器与锁存器、分相器、欠压锁定输出驱动级，软启动及关断电路等组成，可正常工作的温度范围是0-700。基准电压为5.1 V士1%，工作电压范围很宽，为8V到35V。 SG3525采用16端双列直插DIP封装，引脚图及各端子功能介绍如下： 图5-2 SG3525A的引脚图INV.INPUT(反相输入端1)：误差放大器的反相输入端，该误差放大器的增益标称值为80db，其大小由反馈或输出负载来决定，输出负

32、载可以是纯电阻，也可以是电阻性元件和电容元件的组合。该误差放大器共模输入电压范围是1. 5V-5. 2V。此端通常接到与电源输出电压相连接的电阻分压器上。负反馈控制时，将电源输出电压分压后与基准电压相比较。 NI.NPUT（同相输入端2)：此端通常接到基准电压16脚的分压电阻上，取得2. 5V的基准比较电压与INV. INPUT端的取样电压相比较。 SYNC(同步端3)：为外同步用。需要多个芯片同步工作时，每个芯片有各自的震荡频率，可以分别他们的4脚和3脚相连，这时所有芯片的工作频率以最快的芯片工作频率同步。也可以使单个芯片以外部时钟频率工作。 OSC.OUTPUT(同步输出端4)：同步脉冲输

33、出。作为多个芯片同步工作时使用。但几个芯片的工作频率不能相差太大，同步脉冲频率应比震荡频率低一些。如不需多个芯片同步工作时，3脚和4脚悬空。4脚输出频率为输出脉冲频率的2倍。输出锯齿波电压范围为0. 6V到3. 5V。 Cr(震荡电容端5)：震荡电容接至5脚，另一端直接接至地端。其取值范围为0.001u F到0. 1 u F。正常工作时，在Cr两端可以得到一个从0.6V到3. 5V变化的锯齿波。 (震荡电阻端6)：震荡电阻一端接至6脚，另一端直接接至地端。的阻值决定了内部恒流值对Cr充电。其取值范围为2K欧到150K欧和Cr越大充电时间越长，反之则充电时间短。 DISCHATGE RD(放电端

34、7)：Cr的放电由5、7两端的死区电阻决定。把充电和放电回路分开，有利于通过死区电阻来调节死区时间，使死区时间调节范围更宽。其取值范围为0欧到500欧。放电电阻RD和CT越大放电时间越长，反之则放电时间短。SOFTSTATR(软启动8)：比较器的反相端即软启动器控制端8，端8可外接软启动电容，该电容由内部的50uA恒流源充电。 COMPENSATION(补偿端9)：在误差放大器输出端9脚与误差放大器反相输入端1脚间接电阻与电容，构成PI调节器，补偿系统的幅频、相频响应特性。补偿端工作电压范围为1. 5V到5. 2V。 SHUTDOWN(关断端10)：10端为PWM锁存器的一个输入端，一般在10

35、端接入过流检测信号。过流检测信号维持时间长时，软起动端8接的电容C被放电。一般用法是将过流脉冲信号送至关闭控制端10脚，当脚10电压大于0. 7V时，芯片将进行限流操作，当脚10电压超过1.4V时，将使PWM锁存器关断，直至下一个时钟周期才能够恢复。OUTPUT A, OUTPUT B(脉冲输出端11、14)：输出末级采用推挽输出电路，驱动场效应功率管时关断速度更快。11脚和14脚相位相差180°，拉电流和灌电流峰值达200mA。由于存在开闭滞后，使输出和吸收间出现重迭导通。在重迭处有一个电流尖脉冲，起持续时间约为l00ns。可以在处接一个约0. lf的电容滤去电压尖峰。GROUND

36、(接地端12)：该芯片上的所有电压都是相对于GROUND而言，即是功率地也是信号地。在实验电路中，由于接入误差放大器反向输入端的反馈电压也是相对与12脚而言，所以主回路和控制回路的接地端应相连。 VC(推挽输出电路电压输入端13)：作为推挽输出级的电压源，提高输出级输出功率。可以和15脚共用一个电源，也可用更高电压的电源。电压范围是4.5V-35V 。+VIN(芯片电源端15)：直流电源从15脚引入分为两路：一路作为内部逻辑和模拟电路的工作电压；另一路送到基准电压稳压器的输入端，产生5.1士1%V的内部基准电压。如果该脚电压低于门限电压(Turn-off=8V)，该芯片内部电路锁定，停止工作（

37、基准源及必要电路除外)使之消耗的电流降至很小(约2mA)。另外，该脚电压最大不能超过35V，使用中应该用电容直接旁路到GROUND端。VREF(基准电压端16)：基准电压端16脚的电压由内部控制在5. 1 V土1%。可以分压后作为误差放大器的参考电压。由于本设计中的输出电流频率为20KHz，所以由频率公式，CT可取1nf，RT可用100K的滑动变阻器来调节频率。RD可取300。5.2 控制电路的作用感应加热电源的控制电路必须至少起着以下作用:1.调节控制电路必须对整流电路、逆变电路等系统主电路部分进行功能控制。对于整流电路、逆变电路必须在各种扰动下维持系统各参量(如电流、输出电压等)不偏离其设

38、定值。2.上述各参量因各种故障而超出其设定的极限值时，控制电路应将调节器封锁，使整流电路转入逆变工作状态。3.为了达到调节和保护等目的，系统必须具有对各种参量进行测量和监视的能力。例如对冷却水的压力、水流量、水温，控制柜中的气温，中频电压和电流等参量的测量和监视。4.中频加热电源的负载频率必须要实现自动跟踪功能。5.控制为了协调各部分工作，保证整个电源能按照预定的程序正常运行，系统必须具有严密的控制操作。但是，与其他自动装置相比较，中频电源对各项调节品质指标的要求如动态的和静态的相对要低一些。而动态指标与静态指标相比，后者是主要的。前者仅限于电源在扰动下不至于失去控制。5.3控制方法直到目前为

39、止，工业中常用的中频电源仍以并联谐振逆变电路为主，功率调节方式都是采用单独调节可控整流器输出电压的方法。中频电源的开环控制如图5.3所示。UsU0d1UdUdfUNTcd2给定整流控制角调可控滤波逆变负载图5-3 中频电源开环原理fU0UtU0Tcd2UNUdUdUsU1给定整流控制可控滤波逆变负载电压调节电压反馈逆变触发脉冲形成d1控制过程如下：整流触发控制角调节器把输入控制信号转换成控制角。可控整流电路在电网电压为的条件下把转换成直流输出电压；经过滤波电感后，逆变器将输入直流电压转换为频率为f的中频电压向负载输出电能；负载电路将中频电压转换成工件温度，改变控制信号即可改变工件温度。开环系统的特点是结构简单，但是对扰动没有调节能力。图5-4 中频电源控制原理 闭环调节系统的原理图如图5-4所示。电压反馈电路把输出中频电压，转换成反馈电压（直流），后者与给定电压Us相比较，并产生差值电压；电压调节器将此差值电压放大。这样系统在外界干扰和的作用下也能维持输出电压为恒值。扰动模拟三相电网电压的波动；扰动模拟由于负载性质变时所引起的阻抗变化，当直流电压为