高频高压变压器设计

1、IGBT大功率局频局压开关电源变压器的研制栾松 张海峰(辽宁 大连 大连电子研究所116021)摘要:主要分析了高频高压变压器的等效电路和研制难点，提出了设计方案。关键词：开关器件微晶体Ide 寸IdcBl tfnstjKtner在国外，70年代开始，日本的一些公司开 始采用开关电源技术， 将市电整流后逆变为 3kHz左右的中频，然后升压，从而减小变 压器体积和重量。进入 80年代，高压开关 电源技术迅速发展。 德国西门子公司采用功 率晶体管做主开关元件，将电源的开关频率 提高到20kH:以上。使变压器系统的体积进 一步减小。近十年来，随着电力电子技术的 进步和开关器件的发展，高压开关电源技术

2、 不断发展。突出的表现是频率在不断提高， 如德国的霍夫曼公司高压发生器频率高达 40kHz。另外，高压开关电源的功率也在不 断地提高，30kW的大功率高压开关电源在 产品上己很成熟，更高功率的高压开关电源 也有很快的发展。可以看出，高压开关电源的发展的主要趋 势是： 频率不断提高， 功率不断增加。我国自90年代初开始对高频化的高压 大功率开关电源技术进行研究，静电除尘高压直流电源也实现了高频化，采用全桥零电 流开关串联谐振逆变电路将直流电压逆变 为高频电压，然后由高频变压器升压， 最后 整流为直流高压，在电阻负载条件下， 输出 直流电压达到 72kV，电流达到0.8A,工作 频率为20kHz。

3、因此，高频高压变压器研制 是高压开关电源重点。一、高频高压变压器的等效电路图 1 (b)'.deai tranXcir 帕图 1 (c)图1高频高压变压器的等效电路图1(a)为变压器等效电感模型， 励磁电感Lm 很大，并且与原边绕组并联，因此可以忽略副边的漏感L2折合到原边值，L2和原边的 漏感Ll的和为变压器的等效漏感Ls。图1(b)为变压器分布电容的等效模型，Clg为原边匝间及对地电容；C2g为副边匝间及对地电容；C2为副边各层间电容；C12原副边间电 容。在各分布电容中，C2g较其它分布电容 都小，可以忽略;Clg C12和C2的电容值 大约为10-100pF,而C2折合到原边后

4、则比 Clg和C12大得多，因此Clg和C12可以忽 略，在各分布电容中 C2起着主导作用，将 其折合到原边，可以得到变压器的等效电路 模型图1(c)，它由等效漏感Ls,等效电容Cp和理想变压器组成。二、局频局压变压器研制的难点高频高压变压器的设计是研制高压开 关电源最困难的问题之一。高频高压变压器的体积通常只有工频变压器的几分之一，使得漏感、分布电容、绝缘及磁芯的选取都变 得更加复杂，几乎找不到现成完整的技术资 料。1、绕组的漏感：例如变比100变压器工作在 40kHz,原 边等效电感为10微亨，折合到副边为 0. 1 享利，副边的漏抗为 45千欧，如果设计不 好，功率的输出将受到很大的限制

5、。此外线路中漏感的存在将引起关断时的浪涌电压， 关断浪涌电压是在关断瞬间时流过IGBT的电流切断时而产生的瞬态电压，此电压会造 成开关管的过电压损坏。2、绕组的分布电容：还以上述的变压器为例，高压边等效分 布电容为1OOpF,折合到原边的电容量是 luF ,工作频率为50Hz时，容抗为3. 2千欧。 若频率为40kHz，则原边容抗为4欧姆。工 作在500伏时，空载电流很大，功率因数很 低，逆变器空载发热的问题突出。分布电容所引起的空载电流为I= U2兀fCN2,式中f为开关频率，C为分布电容，U为电压，N 为变比，该式表明，空载电流的大小与f, C 和 N 成正比。表1给出了在 U=500V,

6、 f=20kHz时空载电流值与变比及分布电容的 关系。布电容 变压器蛮比20pF40pF60pFKOpF*200.5A1A1.5A2AN=402A4A6A8A1N=604.5A9A13.5AISA|N=808AI6A24A32AN=l00|12,5A24A37.5A50A由表可见，随变比的升高，分布电容 也会相应增加，使空载电流迅速增大。 因此 变压器变比不宜太高，同时在设计时应充分 考虑空载电流所带来的影响。3、绝缘问题：包括高压边对原边的绝缘、高压边对铁 心的绝缘、高压边端部的绝缘。 提高绝缘一 个困难在于高频变压器的体积较小，绝缘距离受到限制；另一个困难在于提高绝缘强度 和降低漏感是一对

7、矛盾， 提高绝缘强度要求 高压边对原边及对铁心的距离越远越好；而降低漏感则要求高压边对原边及对铁心的 距离越近越好。4、磁芯材料的选择：高频情况下磁芯的涡流损耗成为主要 问题，因此选择合适的磁芯材料是设计的关 键。我们变压器磁芯采用微晶体磁性材，高压变压器用微晶体磁性材应满足以下要。1）具有较高的饱和磁通密度 BS和较低的剩 余磁通密度 BR,磁通密度 BS的高低，对于变压器和绕制结果有一定影响。从理论上讲，BS高，变压器的绕组匝数可以减小， 铜损也随之减小2）在高频下具有较低的功率损耗微晶体的功率损耗，不仅影响电源输出效 率，同时会导致磁芯发热， 波形畸变等不良 后果。变压器的发热问题，在实

8、际应用中极 为普遍，它主要是由变压器的铜损和磁芯损 耗引起的。如果在设计变压器时，BM（工作磁通密度）选择过低，绕组匝数过多，就会 导致绕组发热，并同时向磁芯传输热量，使磁芯发热。反之，若磁芯发热为主体，也会 导致绕组发热。选择微晶体材料时，要求功率损耗随温 度的变化呈负温度系数关系。这是因为，假 如磁芯损耗为发热主体，使变压器温度上 升，而温度上升又导致磁芯损耗进一步增 大，从而形成恶性循环， 最终将使功率管和 变压器及其他一些元件烧毁。因此国内外在研制功率磁芯材料时，必须解决磁性材料本身功率损耗负温度系数问题，这也是高频电源用磁性材料的一个显著特点，3）较高的居里温度居里温度是表示磁性材料

9、失去磁特性 的温度，一般材料的居里温度在 200 C以上， 但是变压器的实际工作温度不应高于800C,这是因为在100 C以上时，其饱和磁通密度 BS己跌至常温时的7 0%,因此过高的工作 温度会使磁芯的饱和磁通密度严重跌落。再者，当高于100C时，其功耗已经呈正温度 系数，会导致恶性循环。三、高频高压变压器的设计 ：高频高压变压器兼有高压变压器，逆变变压器，脉冲变压器的特点， 于是产生了绝 缘、能量传输、波形畸变等等问题，高频高 压变压器设计必须综合考虑各方面问题。1、设计的原则：综合串联谐振变换器和高压变压器的 特点，高频高压变压器的设计原则是：1）利用绕组的漏感作为谐振电感，简化了 电路

10、设计。2）尽量减小绕组的分布电容。3）尽可能增加绝缘厚度，保证足够的绝缘 强度。2、变压器的绕组结构：变压器的绕制工艺直接影响变压器工 作的可靠性，同时决定变压器分布参数的大 小。低压绕组采用了铜线，层间的绝缘层采用多层复合膜，每层厚为0.2mm ,在设计中 根据高低压间的电压梯度及层数确定层间 的绝缘厚度及高低压端的距离和层间的距 离，在窗口允许的条件下，尽量增加其绝缘距离。3、变压器的设计步骤1）计算变比 变压器变比的确定。2）磁芯规格的确定磁芯尺寸的计算有多种公式，不但计算 复杂，且误差也较大，根据经验估计，以及 绝缘对窗口的要求，选用适当的磁芯。3）工作磁通密度B的选取选取B时要考虑变

11、压器损耗、温度、输 入电压和输出负载范围内不饱和，一般选 （1/3-1/2）Bs 较合适。4）工作频率的确定5）原副边匝数的确定原边匝数的确定：根据变压器的基本磁学 关系可得到变压器初级绕组匝数的计算公 式为：N P=U/4fA eB式中:U 一输入电压（伏）f 一工作频率（HZ）Ae 一磁芯有效截面积B 一工作磁感应强度 副边匝数的确定：Ns=N N p6）漆包线的规格的确定：如果绕组用的漆包线太细，则电阻过 大，热耗大。因此，线的粗细指标由其电流 密度决定。电流密度为单位面积允许通过的 电流A/mm2, Id=I/S式中I为电流，S为漆 包线的截面积，Id由变压器的允许温度、磁 芯温度特性

12、以及所使用的绝缘材料的最高 使用温度决定。经验公式为 ：自然风冷时Id 选为1.54A /mm2,强迫风冷时选为 3 一 6 A /mm2较为适宜。变压器较小时，可选用较 大的电流密度，而较大时可以选用较小的电 流密度。在选用绕组的导线线径时，要考虑导线的集肤效应。所谓集肤效应，是指当导线中 流过交流电流时，导线横截面上电流分布不 均匀，中间电流密度小， 边缘部分电流密度 大，使导线的有效导电面积减小，电阻增加。导线通有高频交变电流时，有效截面的减少 可以用穿透深度来表示。穿透深度的意义 为：由于集肤效应，交变电流沿导线表面开 始能达到的径向深度。计算公式为：A=v2/w r *103 一一穿

13、透深度（mm）W一一角频率（rad/s）V一一导线的磁导率（H/m）r导线的导电率（S/m）当导线为圆导线时，铜的相对磁导率为l,因 此 V =4 *107 H/M; r=58*10-6 S/M.在选用开关电源变压器初、次级绕组线 径时，应遵循导线直径小于两倍穿透深度的 原则。当导线的线径大于由穿透深度决定的 最大有效直径时，应采用小直径的导线并绕 或采用多股导线。大电流绕组最好能采用宽 而薄的铜带，铜带厚度应小于穿透的两倍。7）变压器线圈绕制结束语：总之，我国高压高频变压器 技术己取得了很大的进步，但同国外相比还参考文献：有很大的差距，特别是大功率高压高频变压 器技术仍处在研发之中。随着电力电子技术及新理论、新技术的发展，新器件、新材料 的进步以及控制的智能化等等，高压高