PWM-M可逆调速系统设计

1、武汉理工大学电力拖动自动控制系统课程设计说明书摘要直流电动机具有良好的起动、制动性能，宜于在宽范围内平滑调速，在许多需要调速和快速正反向的电力拖动领域中得到了广泛的应用。近年来，虽然高性能交流调速技术发展很快，但是直流拖动控制系统在理论上和实践上都比较成熟，应用前景相当广阔；而且从控制规律的角度来看，直流拖动控制系统又是交流拖动控制系统的基础。掌握直流拖动控制系统的基本规律和控制方法具有非常大的必要性。根据生产机械要求，电力拖动控制系统有调速系统、伺服系统、张力控制系统、多电动机同步控制系统等多种类型。而各系统往往都是通过转速来实现的，本文研究直流调速系统，是电力拖动控制系统中的基础和及其重要

2、的部分。针对双闭环可逆直流PWM调速系统进行了较深入的研究，从直流调整系统原理出发，逐步建立了闭环直流PWM调整系统的模型。关键词：直流电动机 直流调速系统 双闭环 PWM调速PWM-M可逆调速系统设计1 直流电动机的调速方法介绍直流电动机的调速方法有三种：（1）改变电枢电阻（R）调速。（2）改变电枢电压（U）调速。（3）改变主磁通（）调速。前两种调速方法主要适用于恒转矩负载，后一种调速方法适用于恒功率负载。串电阻调速为有级调速，调速平滑性比较差，机械特性斜率增大，速度稳定性比较差，受静差率的限制，调速范围比较小。改变电枢电压调速为无级调速，机械特性斜率不变，速度稳定性好，调速范围比较大。改变

3、主磁通调速，控制方便，能量损耗比较小，调速平滑，但受最高转速限制，调速范围不大。对于要求在一定范围内无级平滑调速的系统来说，以改变电枢电压调速方式为最好。因此，自动控制的直流调速系统往往以调压调速为主要调节方式。2 PWM控制系统的优点自从全控型电力电子器件问世以后，就出现了采用全控型的开关功率元件进行脉宽调制的控制方式，形成了脉宽调制变换器-直流电动机调速系统，简称直流脉宽调速系统，或直流PWM调速系统。PWM系统在很多方面有较大的优越性：（1）主电路线路非常简单，需要用到的功率器件比较少。（2）开关频率比较高，电机损耗及发热都比较少，电流很容易连续，并且谐波少。（3）功率开关器件工作在开关

4、状态，导通损耗比较小，装置效率比较高。（4）低速性能比较好，调速范围比较宽，稳速精度比较高。（5）若与快速响应的电动机配合，则系统频带宽，动态响应比较快，动态抗干扰能力强。（6）直流电源采用不控整流时，电网功率因数比相控整流器高。由于有上述优点，直流PWM调速系统的应用日益广泛，特别是在中、小容量的高动态性能系统中，已经完全取代了其他调速系统，这是我们选取它作为研究对象的重要原因。3 设计分析3.1 双闭环调速系统的结构图 直流双闭环调速系统的结构图如图3.1所示，转速调节器与电流调节器串极联结，电流调节器作为内环，转速调节器作为外环。转速调节器的输出作为电流调节器的输入，再用电流调节器的输出

5、去控制PWM装置。两个调节器均采用带限幅值作用的PI调节器。转速调节器ASR的输出限幅电压决定了电流给定的最大值，电流调节器ACR的输出限幅电压限制了电力电子变换器的最大输出电压，当调节器饱和时，输出达到限幅值，输入量的变化不再影响输出，除非有反向的输入信号使调节器退出饱和； 当调节器不饱和时，PI调节器工作在线性调节状态，其作用是使输入偏差电压在稳态时为零。对于静特性来说，只有转速调节器饱和与不饱和两种情况，电流调节器不进入饱和状态 。图3.1 双闭环调速系统的结构图3.2 双闭环调整系统的传动系统结构图 直流PWM控制系统是直流脉宽调制式调速控制系统的简称，与晶闸管直流调速系统的区别在于用

6、直流PWM变换器取代了晶闸管变流装置，作为系统的功率驱动器，系统构成原理图如图3.2所示：图3.2 直流PWM传动系统结构图其中属于脉宽调制调速系统主要由调制波发生器GM、脉宽调制器UPM、逻辑延时环节DLD和电力晶体管基极的驱动器GD和脉宽调制（PWM）变换器组成。最关键的部件为脉宽调制器。模拟式脉宽调制器本质为电压-脉冲变换装置，它是由一个运算放大器和几个输入信号构成电压比较器。去处放大器工作在开环状态，在电流调节器的输出控制信号U的控制下，产生一个等幅、宽度受U控制的方波脉冲序列，为PWM变频器提供所需的脉冲信号。脉宽调制器按所加输入端调制信号不同，可分为锯齿波脉宽、三角波脉宽调制器。目

7、前就用较多脉宽调制信号由数字方法来产生，如专用集成PWM控制电路及单片微机所构成的脉宽调制器。3.3 调速系统起动过程的电流和转速波形如图3.3所示，这时，启动电流成方波形，而转速是线性增长的。这是在最大电流（转矩）受限的条件下调速系统所能得到的最快的起动过程。IdLntIdOIdmIdLntIdOIdmIdcrnn(a)(b)(a)带电流截止负反馈的单闭环调速系统起动过程 (b)理想快速起动过程图3.3 调速系统起动过程的电流和转速波形3.4 H桥双极式逆变器的工作原理脉宽调制器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定宽度可变的脉冲电压序列，从而平均输出电压的大小，

8、以调节电机转速。H形双极式逆变器电路如图3.4（a）所示。这时电动机M两端电压的极性随开关器件驱动电压的极性变化而变化。图3.4（a） H形双极式逆变器电路四个驱动电压波形如图3.4（b）所示，其关系是：。在一个开关周期内，当时，晶体管、饱和导通而、截止，这时。当时，、截止，但、不能立即导通，电枢电流经、续流，这时。在一个周期内正负相间，这是双极式PWM变换器的特征，其电压、电流波形如图3.4（b）所示。电动机的正反转体现在驱动电压正、负脉冲的宽窄上。当正脉冲较宽时，则的平均值为正，电动机正转，当正脉冲较窄时，则反转；如果正负脉冲相等，平均输出电压为零，则电动机停止。图3.4（b） H形双极式

9、逆变器的驱动电压波形双极式控制可逆PWM变换器的输出平均电压为 （1-1）如果定义占空比，电压系数则在双极式可逆变换器中 （1-2）调速时，的可调范围为01相应的。当时，为正，电动机正转；当时，为负，电动机反转；当时，电动机停止。双极式控制的桥式可逆PWM变换器有下列优点：（1）电流一定连续；（2）可使电动机在四象限运行；（3）电动机停止时有微振电流，能消除静磨擦死区；（4）低速平稳性好，系统的调速范围大；（5）低速时，每个开关器件的驱动脉冲仍较宽，有利于保证器件的可靠导通。不足之处：在工作过程中，4个开关器件可能都处于开关状态，开关损耗大，而且在切换时可能发生上、下桥臂直通的事故，为了防止直

10、通，在上、下桥臂的驱动脉冲之间，应设置逻辑延时。3.5 PWM调速系统的静特性由于采用了脉宽调制，电流波形都是连续的，因而机械特性关系式比较简单，电压平衡方程如下 （1-3） （1-4）按电压平衡方程求一个周期内的平均值，即可导出机械特性方程式，电枢两端在一个周期内的电压都是，平均电流用表示，平均转速，而电枢电感压降的平均值在稳态时应为零。于是其平均值方程可以写成 （1-5）则机械特性方程式 （1-6）4电路设计4.1主电路的设计中小功率的可逆直流调速系统多采用桥式可逆PWM变换器，图4.1所示为H桥式可逆直流脉宽调速系统主电路。图中左半部分是由6个二极管组成的整流器，采用不可控整流，把电网提

11、供的交流电整流成直流电；中间部分采用大电容滤波，以获得恒定的直流电压由于电容量较大，突加电源时相当短路，势必产生很大的充电电流，容易损坏整流二极管。为了限制充电电流，在整流器和滤波电容之间串入限流电阻R0（或电抗），合上电源以后，延时用开关将R0短路，以免在运行中造成附加损耗；右半部分是桥式PWM变换器。当可逆系统进入制动状态时，直流PWM功率变换器把机械能变为电能回馈到直流侧，由于二极管整流器导电的单向性，电能不可能通过整流器送回交流电网，只能向滤波电容充电，使电容两端电压升高，称作泵升电压。在大容量或负载有较大惯量的系统中，不可能只靠电容器来限制泵升电压，当PWM控制器检测到泵升电压高于规

12、定值时，图5中间部分的开关器件VTb导通，受PWM的控制器的控制导通能量释放回路，使制动过程中多余的动能以铜耗的形式消耗在放电电阻中。图4.1 桥式可逆直流脉宽调速系统主电路的原理图4.2信号产生电路的设计脉宽调制器用于生产控制PWM变换器的功率器件通断的PWM信号。常用种类有模拟式、数字式和专用集成电路。这里选用美国德克萨斯仪器公司TL494专用集成电路作为双端输出型脉宽调制器，其载波为锯齿波信号，振荡频率f=1.1/(RTCT),其中RT和CT取值范围；RT=5100K，CT=0.0010.1F。TL494其1、2脚和15、16脚分别为两个比较器输入端；3脚为相位控制端；4脚为死区控制端；

13、5、6脚为振荡器的C、R输入端；8、9脚和11、10脚分别为两个内部驱动晶体管的集电极和发射极，通过它们的发出脉冲可以控制变换器开关管的交替导通与截止；13脚为输出状态控制端，当13脚为高电平时，两个内部驱动晶体管交替导通，用于控制变换器的两个开关管，13脚为低电平时，两个内部驱动晶体驱动晶体管同时导通或截止，此时只能控制变换器的一个开关管；14脚是控制器内部输出的+5V基准参考电压；12脚为控制器的电源输入端。GTR驱动电路原理：图4.2（a）GTR驱动电路驱动的作用是使GTR可靠的开通与关断，设计基极驱动电路时应考虑采用基极优化驱动方案。所谓优化驱动，就是以理想的基极驱动电流波形去控制GT

14、R的开关过程。在GTR的基极上多串几个电位抬高二极管可以使GTR工作在放大状态，进一步改善储存时间。图4.2（b）GTR工作原理图5元件的选择与参数的计算主要动机技术数据为：UN=48V，IN=3.7A， nN=2000r/min,Rd=6.5，电枢回路总电阻R=8,电枢回路电磁时间常数TL=5ms,机电时间常数Tm=200ms,电源电压Us=60V，给定值和ASR、ACR的输出限幅值均为10V,电流反馈系统=1.33V/A，转速反馈系数=0.05V·min/r，电动势转速比Ce=0.18V·min/r。调速范围D=2；系统飞轮矩（含电机及传动机构）GD²=100

15、Nm²主电源：可以选择三相交流220V供电，变压器二次电压为67V；PWM装置的放大系数Ks=4.8；PWM装置的延迟时间Ts=0.4ms。技术指标和要求：电动机能够实现可逆运行。要求稳态无静差。动态过渡过程时间ts0.5s，电流超调量i%5%，空载起动到额定转速时的转速超调量i%10%。5.1 电流调节器的设计5.1.1电流环结构框图的化简在上图点划线框的电流环中，反电动势与电流反馈的作用相互交叉，这将给设计工作带来麻烦。实际上，反电动势与转速成正比，它代表转速对电流环的影响。在一般情况下，系统的电磁时间常数远小于机电时间常数，因此，转速的变化往往比电流变化慢得多，对电流环来说，反

16、电动势是一个变化较慢的扰动，在电流的瞬变过程中，可以认为反电动势基本不变，即，这样，在按动态性能设计电流环时，可以暂不考虑反电动势变化的动态影响，得到的电流环的近似结构框图如图5.1.1（a）。图5.1.1（a） 忽略反电动势的动态影响如果把给定滤波和反馈滤波两个环节都等效地移到环内，同时把给定信号改成，则电流环便等效成单位负反馈系统可按I型系统电磁时间 和比小得多，可以当作小惯性群而近似地看作是一个惯性环节，其时间常数为：则电流环结构框图最终简化成图5.1.1（b）所示。图5.1.1（b） 小惯性环节近似处理5.1.2电流调节器参数计算与校验按典型型设计电流调节器。电流环控制对象是双惯性型的

17、,所以把电流调节器设计成PI型的，其传递函数为要求得具体参数，则需要知道及，为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消，选择 则可得到电流环放大系数，要求<5%即可取=0.5有，则可得到： 其中，=0.002s，选取时间常数,则有；;Ks=4.8，=1.33则可求得则有电流环传递函数为： 此时电流超调量=4.3%，小于5%，符合系统要求。5.1.3计算电流调节器电阻和电容图5.1.3 含给定滤波和反馈滤波的PI型电流调节器电流调节器原理图如图5.1.3所示，按所用运算放大器取，各电阻和电容值计算如下： 取 取 取5.2转速调节器的设计5.2.1转速环结构的化简用电流环的等效环节代替电

18、流环后，整个转速控制系统的动态结构框图如图5.2.1（a）所示。图5.2.1（a）用等效环节代替电流环后的系统框图和电流环中一样，把转速给定滤波和反馈滤波环节移到环内，同时将给定信号改成，再把时间常数和的两个小惯性环节合并起来，近似成一个时间常数为的惯性环节，其中.图5.2.1（b）等效成单位负反馈和小惯性的近似处理为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前必须有一个积分环节，它应该包含在转速调节器中。现在扰动作用点后面已经有了一个积分环节，因此转速环开环传递函数应共有两个积分环节，所以应该设计成典型系统，这样的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。至于其阶跃响应超调量较大，那么线性系统的计算数据

19、，实际系统中转速调节器的饱和非线性性质会使超调量大大降低。5.2.2转速调节器参数计算与校验由公式（1-22）可知转速调节器的传递函数为又由式（1-21）及（1-23）可求得 选取，已知Ton=0.02s，则可得由公式（1-24）及（1-25）可求转速环开环增益K及转速调节器ASR的比例系数，其中 其中Tm=0.2s；Ce=0.18 ；=0.05则可求得，则求得转速调节器闭环传递函数 在退饱和的情况下，计算转速超调有在h=5时有 =81.2%；=2；=0.2s； =0.0208s；=0.18；空载启动时有；即可求得：由此可见转速超调量小于要求的10%5.2.3计算转速调节器电阻和电容图5.2.3 含给定滤波与反馈滤波的PI型转速调节器转速调节器原理图如图所示，取，则