Boost型电路双闭环功率因数校正控制策略_喻寿益

1、2013年1月第20卷第1期7848（2013）01-0018-04文章编号：1671-控制工程Control Engineering of China Jan 2013Vol20，No1Boost 型电路双闭环功率因数校正控制策略喻寿益，杨柳，陈宁，桂卫华（中南大学信息科学与工程学院，湖南长沙410083 ）要：以Boost 拓扑电路为基础，对其进行深入分析，建立理想情况下的电压平衡方程式。提出一种给定占空比的电压和电流反馈的功率因数校正控制策略，利用MATLAB /Simu-摘link 进行仿真。仿真结果表明，与平均电流法控制策略相比，在保证输出电压稳定控制精度的情况下，改善了系统的响应速

2、度。在STM32F103X (ARM 为主控制器的实验平台上进行实验，结果表明系统输出电压稳定，纹波电压小，输入电流波形正弦度好，功率因数接近1。表明该策略具有良好的功率因数校正控制效果。关键词：占空比; 功率因数校正; boost 中图分类号：TP 27文献标识码：ADouble Loop Control Strategy for PFC Based on Boost CircuitYU Shou-yi ，YANG Liu ，CHEN Ning ，GUI Weihua（College of Information science and Engineering ，Central South

3、University ，Changsha 410083，China ）Abstract ：Deep analysis and the voltage equation of the ideal situation are made based on boost topology circuitPresented a strategy of power factor correction named given duty cycle of the voltage loop and current loop feedback control ，used MATLAB /Simulink simul

4、a-tionThe simulation results show that ，compared with average current method ，it can ensure the accuracy of output voltage and improve the response speed of the systemThe control strategy is validated in the experimental platform of STM32F103X （ARM ）-based con-trollerThe results show that the output

5、 voltage of the system is stable ，with small ripple voltageThe input current is of good degree of sinusoidal ，power factor close to 1，show that the strategy has a good control effectKey words ：duty ratio ；pfc ；boost1引言证了该控制策略的有效性。在电力供电系统中，提高功率因数是一项重要的工作，它直接关系到输电线路的能量损耗及经济性。功率因数校正（PFC ）技术可以减少线电流的谐1波，

6、提高电网输电效率和电网容量利用率。对于用电设备而言，提高功率因数可以提高效率，延长使用寿命。按PFC 控制电路是否含有有源电路，可以分为两类、其中有源功率因数校正是指通过有源电路控制，控制开关器件让输入电流波形跟随输入电压波形，提高输入功率因数。与无源功率因数校正技术相比，其校正电路更复杂，成本更高，但是具有体积小，重量轻，校正后的功率因数可达98%以上，输入电压范围宽等特点。论文提出一种双环控制的Boost 型功率因数校正控制策略，根据每个PWM 周期的电感电流变化和输入输出电压之间的关系，推导出开关管的占空比表达式，控制开关管的通断。通过仿真和实验验2电路和控制方法选择功率因数校正器可以选

7、用多种控制方案，常见的功率因数校正器的基本电路拓扑结构有：Buck （降压式）、Boost （升压式）、Buck-Boost （降升压式）2和flyback （反激式）等变换器型式。其中，升压式PFC 电路结构在家用电器之类的小容量电器设3备中使用最多。本文研究升压式PFC 电路控制4策略，其特点如下：整个电路工作于稳定状态，由于电感电流可以处于连续状态，储能电感同时作为滤波器抑制电磁干扰（EMI ），电流波形失真小，输出功率大。电路可实现升压变换，电源允许的输入电压范围大，可达到90 270V 。由于升压斩波电路的作用，整流输出电压是稳定的，有利于后级工作稳定，控制精度和效率高，其方法简单，

8、可用于75 2000W 的功率电源。09-30；12-05收稿日期：2011-收修定稿日期：2011-：（61074117），广东省省部产学研结合项目（2011A090200097）基金项目国家自然科学基金资助项目），男，江西南昌人，教授，博士生导师，主要从事自适应控制理论及应用，电力电子与电力传动等方面的教作者简介：喻寿益（1940-），男，教授，博士生导师。学与科研工作；桂卫华（1950-5为分析稳态特性，简化推导，作如下假设：开关管S 、整流桥和二极管均为理想元件，“导通”时压降为零，“截止”时漏极电流为零，“导通”和“截止”状态转换可瞬时完成。电感和电容是理想元件。电感工作在线性区未饱

9、和，电阻为零，电容损耗电阻为零。电源频率远小于开关管S 的PWM 开关频率，认为在一个PWM 开关周期内输入电压不变。根据电感电流是否连续，功率因数校正技术可分为：连续导通模式（CCM ）和不连续导通模式（DCM ），以及介于两者之间的临界导通模式（CRM ）。在CCM 工作模式下，包含电压和电流负反馈控制环路，形成双闭环控制系统。当输入电压或负载有扰动时，输出端抑制扰动的能力强，响应速度快，可6自动调节。下面分析选用CCM 控制方式。3Boost-PFC 电路建模与仿真假设电源电压为220V 输入，经半波整流后，电源电压峰值为311V ，频率为100Hz ，周期TPFC 的PWM 频率为20

10、kHz ，周期T PWM 为10ms 。为50s ，一个电压周期内有200个PWM 周期。在0 30 内，约33个周期，30 对应的电压幅值为155. 5V ，有输入电压近似直线增加，则每个PWM 开关周期上升4. 67V 。V in （j ）为第j 个PWM 周期起始时刻输入电压V in 值。则V in （j ）为4. 67（j 1）。开关S 闭合、断开等效电路图，如图1所示。Fig. 1图1开关管S 闭合和断等效电路图The equivalent circuit of switch that is on and offt j 1为第j 个开关管S 闭合时间，t j 2为第j 个开关管S 断

11、开时间，有：D j =t j 1/T（1）（2）t j 2=（1D j ）T式中，D j 为第j 个周期内的PWM 占空比。由图1（a ）和（b ）建立电路电压平衡方程式：L i j 1/t j 1=V in （j 1）（3）L i j 2/t j 2=V o V in （j 1）（4）（5）t j 1/t j 2=T PWM式中，i j 1为S 导通电感L 的电流增加量；i j 2为S 截止电感L 的电流下降量。设在一个开关周期内，电感的电流的变化量为零，应满足：（6）i j 1=i j 2在开关管S 闭合期间，输入电压平均值：V in （j 1）=V in （j ）+4. 67t j 1/

12、（2T ）（7）在开关管S 断开期间，输入电压平均值：V in （j 2）=V in （j ）+4. 67t j 1/T+4. 67t j 2/2T （8）联立式（1） 式（8），求解得：D j =1（V in （j ）+4. 67/2）V o （9）同样，当34j 100时，将每个PWM 周期内的输入电压分段线性化。每个PWM 周期对应的角度为0. 9 ，则第j 个周期内，电压上升值为h j ：h j =311sin （0. 9j ）sin （0. 9j 0. 9）（10）第j 个PWM 周期内开关管S 闭合期间，输入电压平均值：V in （j 1）=V in （j ）+h j t j 1/

13、（2T ）（11）第j 个PWM 周期内开关管S 断开期间，输入电压的平均值：V in （j 2）=V in （j ）+h j t j 1/T+h j t j 2/（2T ）（12）（12）式求解得：将（1） （6）式、（11）、D j =1（V in （j ）+h j /2）V o （13）式中，V in （j ）为第j 个PWM 周期起始时刻输入电压V in 的值。V in （j ）=311sin （0. 9j 0. 9）（14）当101j 167时，类似的方法可以求解得：D j =1（V in （j ）h j /2）V o （15）V in （j ）=311sin （j 0. 90. 9

14、）（16）式中，h j =311sin （0. 9j ）sin （0. 9j +0. 9）（17）当168j 200时，可以求得：D j =1（V in （j ）4. 67/2）V 0（18）式中，V in （j ）=4. 67（201j ）（19）通过计算得到一个电压周期内的200个PWM 周期的占空比。所得到的D j 是在假设理想情况下，保证电流连续和输出电压不变所需最小占空比。参考平均电流法控制思想，提出一种电压和电流反馈控制的CCM 控制方法，其工作原理，如图2所示。PFC 电路原理框图图2双闭环控制Boost-Fig. 2Circuit block diagram of double

15、 loopBoost-PFC control将输出电压V 0与参考电压V ref 比较，误差经电压控制器PI 运算输出B ，与经过换算的整流输出电压A 相乘，乘积作为电流控制器的参考值I ref 。再与电感电流i L 相比较，其误差经电流控制器PI 运算后直接对占空比D j 进行调节。电压环稳定输出电压，电流环调节电流平均值，使其与输入整流电压保持同相位，跟踪输入电压波形。虚线框为与平均电流法控制策略的主要差别，电流控制器PI 输出值C 通过与给定占空比D j 相乘，所得的积为开关管的PWM 控制信号。这样电压和电流控制器PI 参数更易于整定，功率因数校正效果更稳定。用MATLAB /SIMU

16、LINK仿真软件对双闭环控制BOOST-PFC 电路进行仿真验证，仿真电路中主电路电感L 为5mH ，负载中电阻阻值为124。电容值C 为1680F 。满足输出功率1kW 的要求。三角波频率为20kHz 。经反复试验，选取电压环PI 参数K P =0. 05，K I =0. 9。电流环PI 参数K P =5，K I =1。压纹波都为 3V 。考虑输入电压降低的情况，图（c ）和图（d ）分别是交流输入电压180V 、直流输出电压400V 条PFC 和平均电流法控制策件下双闭环控制BOOST-略仿真结果对比，系统使用同一组PI 参数。双闭PFC 响应的时间缩短约0. 1s ，表明环控制BOOST

17、-在给定占空比情况下，提高了PFC 控制系统的稳定性和动态响应速度。同时在输入电压较宽范围内波动时，系统仍能保持良好性能。输入电压U 波形和输入电流i 波形，如图4所示。4仿真结果分析仿真结果，如图3所示。图4双环控制输入电压与输入电流波形Fig. 4The input voltage and current waveform ofdouble loop control左侧纵坐标为电流值，右侧纵坐标为电压值。输入电流与输入电压相位相同，而且很好的跟随输入电压波形，实现了功率因数校正的目的。利用POWER GUI 对输入电流做了FFT 谐波分析，THD 为3. 13%，功率因数包括相移因数cos

18、 和谐波失真率THD 两部分。由于输入电流与输入电压相位相同，通过功率因数表达式（20）计算得到99. 95%。PF =cos （1+THD 2）1（20）5图3两种控制策略输出电压波形比较Fig. 3Comparison of two control strategies实验验证图（a ）和图（b ）分别是交流输入电压220V 、直PFC 流输出电压400V 的条件下双闭环控制BOOST-和平均电流法控制策略仿真结果对比，两种控制策略采用的主电路结构，主电路电感L 、电容C 、负载和载波频率等参数均相同。在变频空调、洗衣机等家用电器的应用中，PFC 都是在系统满足一定条件下（如电机频率或负载

19、电压达到某一值）投入工作的。为模拟实际情况和对比两种控制策略的控制效果，在两组策略的仿真中将电容C 初始电压都设为400V 。仿真开始后电容C 开始放电，此时电路处在过渡阶段，输入电流较小，电感每周期内对电容的充放电能力较弱，不能维持期望的输出电压值。0. 05s 输出电压达到最低值，然后开始逐渐上升到期望值。对比结果表明，给定占空比的双闭环控制达到期望值400V 的时间缩短了0. 1s ，达到期望值后稳定运行阶段电实验平台采用空调压缩机驱动控制系统，主控制芯片为STM32F103RCT6，整机实验对象为125P 变频空调，整流桥块为D25XB60，快恢二极管采用RURG 3060，IGBT

20、开关选用GW30NC 60WD ，示波器用安捷伦MSO6014A 观察电流电压波形。由PFC 主电路、输入电压采样电路（采样信号V-PFC ）、输入电流采样电路（采样信号I-PFC ）、输PFC ）保护电路构成出电压采样电路（采样信号V o -（电流保护信号PFC-BKIN ）。图中输入交流电压V in ，输出直流电压V o 。采样电路通过分压电阻和放大器，将电压和电流信号转换为适合芯片处理的电压和电流值，送入控制芯片，经过运算得出开关S 占空比信号PFC-PWM ，经过放大和驱动后对开关S 进行控制。当检测到输入电流过大时，IC 2输PWM 出低电平，Q 1导通，输入芯片IR4427的PFC

21、-信号为0，封锁IGBT 。PFC 模块电路图，如图5所示。 Fig. 5图5PFC 模块电路图Circuit diagram of PFC module采用CCM 控制方式，为保证电感电流i L 连续7的电感L 最小值L min 为L min =V in _min（p ）（1V in _min（p ）/Vo ）/（F s I ）（21）式中，V in _min （p ）为最小输入正弦波电压峰值，取311V ，V o 为输出直流电压，取400V ；f s 为开关管工作频率，取20KHz ，I 可以为纹波电流大小，取0. 2 i L ，L min 取1. 92mL 。在实际设计中，考虑到启动能量

22、过冲与保护电路等问题，储能电感L 应7选至少两倍的临界电感，选用5mL 。电容与开关管的维持时间、输出电压、输出电压波动的最小值之间的函数可以表示为2C =2P 0t /（V 2（22）out V out （min ）通过计算得C 取790F ，实验平台输出功率2额定功率为1500W 、t 取8ms 、V out （min ）取360V 。选取二个电解电容560F /450V 并联使用。180V 和220V 交流输入电压下，输入电压、输入电流与输出电压波形图，如图6所示。9V 时，期望输出电压360V ，实际输出电压358. 8V ，纹波电压为 5V ，功率表读数为0. 999，控制效果良好。

23、6结语本文提出了一种基于Boost 电路给定占空比的双闭环控制功率因数校正控制策略，建立了每个周期内电压平衡方程式，推导出一个电压周期内每个PWM 周期占空比，设计了电压环和电流环对系统进行控制。通过与平均电流法控制策略比较，论文提出的控制策略在保证输出电压稳定精度的前提下，提高了响应速度，并能在输入电压较大范围内波动情况下维持输出电压的稳定，功率因数接近1。最后通过实验验证该控制策略的正确性和可靠性。参考文献（References ）：1杨旭，北京：机械裴云庆，王兆安，编著开关电源技术M 2005工业出版社，2Barbosa Peter MantovanelliThree-phase pow

24、er factor correctioncircuits for low cost distributed power systems D Virginia Poly -technic Institute and State University ，20023WYChoi ，JMKwon ，EHKim etalBridgeless boost rectifierwith low conduction losses and reduced diode reverse-recoveryproblemsIEEE Transactions on industrial electronics ，2007

25、，54，54（2）：769-7804Jian SunInput impedance analysis of Single Phase PFC ConvertersJ IEEE TransOn power Electronics ，2005，20，20（2）：308-3145Zheren Lai ，Keyue M smedley ，Yunhong MaTime Quantity Onecycle Control for Power Factor CorrectorsIEEE Transac -tions onPower Electronics J 1997，122，12（2）：369-3756陈永真，王春霞单级PFC 滤波电容器电容量与输出电压纹波J 电源学报，2011，01（CHEN Yong-zhen