模糊控制第五章

1、第五章 家用电器模糊控制的关键技术本章概要： 5.1模糊物理量的检测方法 5.2模糊控制系统结构的优化设计 5.3非A/D型单片机的A/D转换技术 5.4提高A/D转换精度的技术 5.5模糊控制表的产生方法 在家用电器模糊控制中，一般要求对一些物理量进行模糊检测，以求出其对应的模糊量。这样才能实现对家用电器的有效控制。家用电器经工业控制过程控制要求更高的性能价格比，即要求控制器有极好的经济性，这样才能大批量生产。因此，要求在模糊控制系统的设计中有很优化的硬件设计。内部不含A/D转换器的单片机的价格比较便宜，如果用它们作为模糊控制器的硬件，显然会有较好的经济性。但是，内部不含A/D会使单片既无法

2、实现模糊信号的采样和输入。因此要采用内部不含A/D转换器的单片机作为模糊控制器的硬件，必须解决A/D转换的问题。但不能采用外部A/D转换器芯片，因为这样无法提高经济性，须另辟途径。另外，在家用电器中进行模糊控制还需 要模糊控制表，以便实现快速控制，同时避免进行过多的计算。采用关系矩阵或其他方法求控制量都要执行较复杂的计算过程，这样不但需要编制较长的程序，还会占用较多的内存单元，对提高经济性不利。所以要求有一种较方便的模糊控制表形成方法。在有的家用电器控制中，由于要求有较好的控制品质，所以要求有较好的优化结果；另外，有的家用电器在运行一定时间之后会产生结构上的磨损，从而导致性能变化，故要求模糊控

3、制系统能自动适应这种变化，使系统的控制性能始终处于优化状态，这些技术是一些关键技术，对于家用电器模糊控制是很重要的。5.1 模糊物理量的检测方法 在模糊控制中，需要对物理量进行检测，以得出被检物理量的量值，作为模糊控制输入信号，以求对应的输出控制信号。在模糊控制中，由于采用模糊控制器，故希望输入的信号是模糊信号，也就是说，检测的物理量最后应该是模糊量。物理量的模糊量是通过模糊检测得到的。 物理量的模糊检测一般有两个过程：一是物理量的精确检测；二是把检测所得的精确物理量进行模糊化。 为了检测出物理量的模糊值，可采用模糊物理量的直接检测方法，间接检测方法以及多重检测方法。 本节介绍物理量模糊检测的

4、方法。5.1.1模糊物理量的直接检测 模糊物理量的直接检测由物理量的精确检测和模糊化两个机制构成。在计算机监测系统中，通常由传感器、信号变换电路、采样电路和A/D转换器组成。系统结构如图5-1所示。 传感器是把非电类物理量转换成电量的器件，这是系统中的第一次信号变换。这次信号变换是属于不同类别的信号间的变换，可以看成数学上的论域变换。用X表示非电论域，Y表示电量论域，用T表示变换。则有： 也可写作：Y=T(X):T XY 信号变换电路是把传感器输出的微电信号放大，成为适合于A/D转换的电平信号。这是系统中的第二次信号变换。这次信号变换是属于同类信号间的量值变换，也可以看作数学上的论域变换。用Y

5、表示为电信号论域，用E表示A/D电平论域，用F表示变换，则有： 也可写作：E=F(Y) 采样就是把模拟信号进行离散化，以便于进行A/D转换。以信号变换电路输出的电压信号虽然在幅值上符合A/D转换的要求，但是由于该信号是连续的模拟信号，故不能直接送去进行A/D转换，只有把模拟信号离散化之后，变成一个脉冲序列，才能送到A/D转换器，由A/D转换器对一个一个脉冲实行A/D转换。:F YE 采样电路是由采样开关实现的。采样开关时，则对被检信号采样。采样开关闭合时间成为采样时间。采样开关重复开闭的周期TS称为采样周期。 在图5-2中给出模拟信号x(t)以及被采样后脉冲序列 。( )x t 从图5-2可知

6、，离散的脉冲序列 是由模拟信号x(t)采样脉冲序列 调制而成的， 是单位脉冲序列信号，故而有：（5.1） 并且：（5.2） 即： 是周期为Ts的单位脉冲序列。 因此，采样结果 可表示为：（5.3） 在式(5.3)中，x(t)的值只有在t=nTs时才能有意义，所有 可以用下式表示：（5.4） A/D转换是把脉冲模拟信号变换成数字信号。A/D转换器在采样周期Ts内把采样的离散模拟信号转换成数字信( )x t( ) t( ) t( )( ) ( )x tx tt( )()ttnTs( ) t( )x t( )( ) ( )( )()x tx ttx ttnTs( )x t( )() ()x tx t

7、nTstnTs 号。一般要求A/D转换器的转换速度较高，也就是说A/D的转换周期TAD要求小于采样周期Ts，即TADmaxAi+1(t),Ai+1(t*) Ai+1 maxAi(t),Ai(t*)RS232终端； 2开关、继电器、键盘； 3 检测器、如检测温度、压力、光线、电压等； 4 声音警报器； 5 显示器，包括LED、LCD显示器； 6 A/D或D/A转换器 7其他器件或功能部件。 如果应用系统包含上述器件或I/O方式，那么必须考虑单片机内是否有满足这些I/O方式或外部器件的电路部件。 如果单片机不含有所需的电器部件或不满足所需的I/O方式，那么就无法满足系统；如果单片机含有比必须要还多

8、的部件或I/O方式，就会造成浪费。 3.单片机的CPU是否有合适的吞吐量 这是一个有关单片机计算功能的问题。针对应用系统的需要，必须认真考虑单片机对系统执行控制时的处理能力。如果单片机的处理能力过强，则浪费了单片机的资源；如果处理能力不足，就无法正常工作。 单片机的处理能力主要表现在CPU的 运行速度、指令的功能、指令周期的长短、中断能力、堆栈大小等指标上。 4.单片机的极限性能是否能满足要求 一个应用系统有其特定的应用环境、功耗和电压状态。 单片机的极限性能一般包括最高使用的温度、最低使用温度、最高使用电压、最低使用电压、最大功耗及最大电流等。例如，一个单片机给出的极限参数如下： 最大温度使

9、用范围：-55+125； 最大电压适用范围：2.76V； 最大电流：150mA； 最大功耗：1W。 很明显，必须考虑应用系统的使用温度是否在单片机最大温度范围之内，使用电压、电流和功耗是否在单片机极限指标之内。如果不是，那么单片机便不能满足应用系统的需要。这时，应该选择能满足应用需要的另一种型号的单片机。 二、单片机的可购买性 在单片机能够适合应用系统时，还应考虑这种型号的 单片机的可购买性。可购买性包括下列几点： 1.单片机是否可直接购买到 这是指单片机能否直接从厂家或其代理商处买到，购买的途径是否顺畅。 2.单片机是否有足够的供应量 作为产品上使用的单片机，一般是用做产品的控制器，因此，单

10、片机的需求量和产品数量是相一致的。这时，要求能够买到足够数量的单片机。这样，所选择的单片机才能满足生产的需要。 3.单片机是否仍然在生产之中 选择单片机，应该选择那些仍然在生产之中的型号。已经停产的单片机是不能选用的，因为它已无后续供货能力，会直接影响到产品的继续生产和生命力。同时，也会给人以一种过时的感觉，从而影响产品的新颖性。4.单片机是否在改进之中 这主要是看某种型号的单片机是否有新的版本推出或准备推出，这样才有利于产品的升级换代。也就是说，这种单片机仍然有着旺盛的生命力，并且在一定时期可以采用新版本对产品，从而达到事半功倍的效果。显然，对于准备推出新版本或有新版本的单片机，选择用于应用

11、系统或产品具有较强的生命力。 三、单片机的可开发性 这是一个十分重要的因素。所选择的单片机是否有足够的开发手段，直接影响到单片机是否能顺利开发，并且较快的应用于被控对象中。如果没有足够的开发手段，则相应的单片机型号是不宜选择用于有关应用系统的。对于被选择的单片机，应考虑下列开发工具： 1汇编程序 2编译程序 3调试工具，包括评价模块EVM(Evaluation Module)、在线仿真、逻辑分析工具、调试监视程序、源码级调试监视程序。 4在线示范板服务BBS(Bulletin Board Service)，包括实施执行、应用例子、缺陷故障报告、实用软件(包括自由汇编程序)、样本源码。 5应用支

12、持，包括考虑是否存在专职的应用支持机构；考虑是否存在应用工程师、应用技术人员或应用销售人员的支持；应考虑支持人员的学识水平，以及支持人员是否真正对解决有关开发问题感兴趣；支持人员和机构是否有便利的通信工具，能否及时得到支持。 四、单片机制造商历史 对于单片机制造商，主要应考虑如下几点： 1胜任单片机设计的实证； 2生产的优点和可靠性； 3按时供货情况； 4多年的营销情况； 5财经报告。 根据上面四个原则对单片机进行选择，就可以选择出最能适用于应用系统的单片机，从而保证应用系统有最高的可靠性、最优的性能价格比、最长的使用寿命和最好的升级换代性。5.2.2输入通道的优化技术输入通道的优化技术 输入

13、通道的优化技术是在家电控制器的输入通道中采用一些特殊的技术方法，使这些输入通道能够一个通道实 现多种输入功能，或者实现一些特殊功能，而这些特殊功能在一般方法中是无法实现的。这些技术方法会大大降低控制器的经济成本，提高系统的性能价格比，产生优良的经济效益。 一、键盘输入的优化技术键盘输入的优化技术 键盘输入的一般方法是采用矩阵硬件结构电路和软件扫描方式。这种结构需要一定的I/O接口数量。这种相对于每个I/O接口引脚接一个间的做法，是一种较为节省硬件资源的方法。图5-8、图5-9分别是每条I/O引脚接一个按键和矩阵的连接方法。 在图5-8中，由于每一个按键要接一个I/O接口引脚，对于m个按键，则需

14、要m条I/O引脚。 在图5-9中，由于采用矩阵结构，故而I/O引脚数可以减少。假定矩阵的行列引线各为x，则可以连接x2个按键。如果有m个按键，则有：（5.27） 图5-8每条I/O引脚连接一个按键的方法 图5-9键盘矩阵的连接方法2xm 故行或列的I/O引脚数x为：（5.28） 显然，在矩阵连接方式中，所用的I/O引脚总数为y：（5.29） 因此，设矩阵连接方式比每条引脚接一个案件的方式节省的引脚数为e，则：（5.30） 即： e=x(x-2) （5.31） 由式（5.31）可知： 1矩阵方式比每条引脚接一个按键的方式节省的引脚数比较客观，是行或列I/O引脚数x的(x-2)倍。 2节省的引脚数

15、和按键的数量m的值单调非线性上升，12xm1222yxm12222emmxx 其上升速度为：de/dx=2x-2 （5.32） 也即是说，节省的引脚数量的升速度和x成正比。 在内部含A/D转换器的单片机中，可以利用A/D转换器作为键盘的I/O接口，一般而言，一个A/D转换通道可以用做多达12个按键输入。 利用A/D转换器进行键盘输入是结合电阻网络实现的当一个按键按下时，接通电阻网络中的一个特定电阻，这时会在A/D输入口形成特定的分压，通过A/D转换后产生特定的数字。这个数字与特定的按键对应，只要在单片机内检测数字的值，就可以确定是哪个按键按下。 用A/D转换通道实现键盘输入的电路原理如图5-1

16、0所示。 在图5-10中，有6个按键和A/D输入通道AKO相连。每 个按键在按下时所连的电阻及其分压值、A/D转换值如表5-1所示。 在单片机工作时，只要检测出A/D转换器的结果，就可以知道对应按下的按键。很明显，通过A/D一个通道就可以实现多个按键的输入，这就大大节省了单片机的I/O 引脚。实际上，一个A/D通道可以实现更多的按键输入。 假定电阻的生产工艺和温度系数使其有3%的误差，则对于A/D最大转换值255而言，有误差e*： A/D转换产生的误差是最低有效位的一个数字，即1，因此总误差e为：e=e*+1=9255 3%7.658e 电阻的标称值从低到高成一个系列，但是，这些电阻值并非是连

17、续的，而是有一定的离散性，故而，每个按键对应的数字之和相邻的按键对应的数字值得差不应小于20，以保证按键输入时是别的可靠性和准确性。若一个A/D通道可以容纳的案件数为d，则：d=255/20=12.75 由于按键数应为整数，故实际上只能取d=12。 在实际应用中，如果按键数小于12，一般应把A/D转换的最大值255除以按键个数d，以求相应两个按键对应熟知的差值，即255/d，按这个差值设计电阻值并选择与按键相连的电阻。 二、 输入的复合技术输入的复合技术 输入的复合技术就是一个输入通道中实现多种信号的输入。应用这种技术可以充分利用单片机的输入接口，在 在系统设计中有着明显的经济及可靠性。下面介

18、绍典型的输入复合技术，及有效的按键和模拟信号复合输入技术。 按键和模拟信号复合输入技术如图5-11所示。 在A/D输入引脚AKO中含有温度传感器Rt所产生的模拟信号，以及按钮产生的按键开关信号。 图5-11中，Rt=100k/25 ，是25时电阻值为100k的半导体温度传感器。这种传感器是负温度系数的电阻，温度越高，其组织越小。当温度变化时，所产生的模拟电压VAK为： VAK=R1/(R1+Rt)Vcc （5.33） 在25时，R1=100k；在200时，R1=0.635。相应的模拟电压为：VAK25=100k/(100k+5.1k)5V=4.76VVAK200=0.635/(5.1k+0.6

19、35k)5V=0.11V 很明显，利用图5-11所示的电路，可以检测25200 之间的温度，同时还可以检测按键状态。因为在200 时，在A/D转换输入接口AKO中输入的电压为VAK200=0.11V，这时转换成的数字值为D200：D200=0.11V255/5V=5.61 转换城的数字值D200可能是5或6，因为最低有效数位值为1。当温度等于200时，A/D转换的结果D为：D56 (5.34) 当按键k按下时，有VAK=0，从而A/D转换之后有数字值0。 这样，在图5-11所示的复合输入电路中，当A/D转换结果为0时。说明按键被按下，如果A/D转换结果大于等于5时，说明是在进行温度检测。显然。

20、一个用到可以完成两种任务。5.2.3输出通道的优化技术输出通道的优化技术 输出通道就是单片机的输出口和输出驱动电路所形成的信号通道，对输出通道的优化，就是充分挖掘I/O的潜力，尽量把I/O做到一口多用，本节介绍一些较为使用的优化技术，在家用电器中可以有效加以应用。 一、显示器电路的优化技术显示器电路的优化技术 在家用电器中，LED显示器是最常用的显示器件。对LED显示器驱动电路的优化设计可以节省大量I/O口，提高单片机的使用效率。 一般的系统设计中，7段LED数字显示器是最常用的显示器。无论7段LED数字显示器有多少位，在扫描式显示器中，用于传送数字码的I/O引脚总是7条。这7条I/O通常称为

21、字线。每一位数字必须用一条I/O引脚进行选择，故而字选线的数目应与数字的位数相同。 若所需的位数为n，以扫描方式显示的n位数字显示器所用的I/O引脚数为p，则有：p=n+7 (5.35) 典型的7段LED数字显示器如图5-12所示。 很多设计都把7段的LED显示器作为一种专门的显示部件来设置，因此它占用了固定的I/O引脚数量(n+7)。而在系统中采用的LED二极管指示器则由其他I/O引脚驱动。这些LED引脚数量(n+7)。而在系统中采用LED二极管指示器则由其他I/O引脚驱动。这些LED二极管一般用于指示开、停机、报警、方式、功能等。显然，这样使用的I/O引脚较多。如果用于指示的LED二极管有

22、m个，则多用了m个I/O引脚。这时，数字显示及只是显示共需要(m+n+7)条I/O引脚。 考虑优化显示，可把LED二极管指示器当做一个7段数字显示器来看待。这样就把用于指示的LED二极管融合到7段数字显示器中去，所得的显示电路如图5-13所示。 考虑优化显示，可把LED二极管指示器当作一个7段数字显示器来看待。这样就把用于指示的LED二极管融合到7段数字显示器中去，所得的显示电路如图5-13所示。 从图5-13中可以看出：在LED二极管指示器驱动中，只用一个电阻和一个三极管，并只占用一条I/O引脚。这样，整个显示器所用的I/O引脚为(n+7+1)。 由于LED二极管有m个，并且m1，故而有：(

23、n+7+1)启动定时器，形成软时钟时基。 2 软时钟计时。 3 判别计时是否小于等于0.5s，是则转7，否则转2. 4 蜂鸣器工作，即把I/O口设定为输出口，并输出2kHz的方波，转向2。 5 检测按键，即把I/O口为输入口，并读取I/O状态。 6 判别软计时钟即使是否等于1s，是则转7，否则转2。 7 软时钟清零，转向2。 很明显，输入和输出结合技术是一种硬件和软件结合 的优化技术。在进行系统设计时，利用这种技术就可以在一个I/O口中把输入功能和输出功能巧妙结合起来。这样在硬件设计时可充分利用单片机资源。达到最优的性能价格比，取得最好的经济效益。 三、输出驱动和显示指示结合技术输出驱动和显示

24、指示结合技术 在用于输出地I/O口中，可以把输出驱动电路和指示显示器相结合，从而达到一个I/O口实现两种功能的效果。这种技术可以使家用电器模糊控制中使用较少引脚的单片机，节省了资金，提高了经济效益。 图5-16给出了一种实用的输出驱动和显示指示结合电路。 在图5-16中，LED发光二极管D和电阻R组成了显示指示电路。它用于显示输出驱动电路的工作状态。电阻R2、R3和三极管T是输出驱动电路，被驱动的对象是双向可控硅TR以及负载电热丝RL。当I/O口PA0输出高电平时，显示电路和输出驱动电路不工作。当PA0输出低电平时，发光二极管D发光，指示双向可控硅TR导通，电热丝通电工作。由于PA0输出低电平

25、，故而三极管T导通，双向可程控硅TR也就导通，负载电热丝通电加热。 双向可程控硅TR在第2、3象限，采用负触发方式。TR的MT1极和+5V电源相接。当TR的的G极加上零电平时，相对于MT1极来说就是负电平，TR因此而导通。当TR的G极加上+5V电平，或三极管T不导通时，则TR不导通。在如图5-16所示的电路中，TR在下列两种情况下导通： 1MT2为正电平，G为负电平； 2MT2为负电平，G为负电平； 在图5-16中，当PA0输出低电平时，发光二极管D会发光，同时，三极管T导通，从而使双向可控硅TR导通。 发光二极管D一般在812mA时有足够的亮度。电流过低，则亮度不足；电流过大，亮度的增加并不

26、明显。考虑D的正向压降为VD，则R1，应按下列原则选取：R1=(5V-VD)/ID （5.36） 其中：ID为流过发光二极管D的电流。 由于一般选ID=812mA，故有：(5V-VD)/12mAR1(5V-VD)/8mA （5.38） 即： 308R1463 考虑电阻的标称值，故而选取R1为下值：300R1双向可控硅TR的最小触发电流I*； 2使三极管T能饱和导通的基极电流； 3三极管的放大倍数。 假设三极管的放大倍数=50，双向可程控硅TR的最小触发电流I*=10mA，则：R3=(5V-VT)/10mA （5.39） 其中：VT为三极管T的饱和压降，一般VT=0.3V。 故而有：R3=(5-

27、0.3)V/10mA=470 （5.40） 由于三极管T的放大倍数为50，故而其饱和导通的基 极电流Ib为：Ib=10mA/50=0.2mA （5.41） 从而可知电阻R2为：R2=(5V-Veb-VG)/0.2 （5.42） 其中：Veb是三极管T的e、b极间电压，一般取Veb=0.7V；VG是双向可控硅TR的MT1和G极之间的电压，一般也取VG=0.7V。 因此，R2的值为：R2=(5-0.7-0.7)V/0.2mA=18k （5.43） 在实际中，为了保证可程控硅TR的导通，R2的值比18k 要小得多，通常取为：R2=5.1k 现在所生产的单片机的I/O口，多数有20mA电流的灌入能力，

28、用于输出驱动和显示指示结合电路，有足够的电 流驱动能力。如果有一些单片机的I/O口驱动能力较小，可以加上一个三极管进行功率放大。这样，同样可以实现输出驱动和显示指示结合。5.3 非A/D型单片机的A/D转换技术 片内不含A/D转换器的单片机，在检测模拟量时需要A/D转换器，这就要在单片机部采用一些器件组成A/D转换器。本节介绍在单片机外接RC器件，利用软接配合实现A/D转换的技术。这种技术有廉价、简单、有效、方便等优点，在家用电器模糊控制中可以有效地组成低价的系统，提高系统的性能价格比。 在外加RC实现A/D转换的技术中，无偏置电源的RC方法是最简便的。 无偏置电源的RC方法就是，在单片机外部

29、的RC电路中不加任何外部偏置电源，而是利用单片机的输出电平直接对RC进行偏置，并在单片机的程序控制下实现A/D转换。 无偏置电源的无偏置电源的RC实现实现A/D转换的电路结构转换的电路结构如图5-17所示。从图中可以看出，电路由单片机和电阻Rs、Rm、Rd及电容C组成，这是一种十分简单的结构，有着几号的经济性，因为它只是在外部加上3个电阻和1个电容而已。 在图5-17中，Rs是标准电阻，用于校正和定标；Rm是被检测的电阻；Rd是一个限流电阻，用于限制电容C过PA0端放电的电流值，也即是说，Rd是一个放电电路的放电电阻。Rd越小，放电越快，但放电电流越大。为了使放电电流能保证单片机不会损坏，放电

30、电流常不大于8mA,故Rd一般取600左右被检测的电阻Rm是热敏电阻，因此检测出Rm的值就等于检测出了相应的温度。图5-17所示A/D转换电路的工作过程如下： 首先假定PA0端的输入高电平门槛电压为VIH，输出的低电平门槛电压为VOL。在初态时，电容C已放电，故 而有电压VC=VOL。下面开始执行A/D过程。 一、定标过程 PA0、PB1端为输入端口，连接标准电阻Rs的PB0端输出高电平，此PB0输出的高电平通过Rs对电容C充电。单 片机内部定时器开始进行充电计时。计时的时候可采用对定时器溢出中断TOF产生的次数以及10位定时器/计数器/寄存器TCNTR的内容进行记录的方法来确定充电时间。当电

31、容C充电电压达到PA0端口的输入高电平门槛电压VIH时，计时结束。这时有充电时间ts。 在定标过程中，充电计时可以如下进行： 首先记录在开始充电时TCNTR的内容，然后利用存储单元对TCNTR产生的溢出中断次数进行技术记录，最后在结束充电时，再对TCNTR的内容进行记录。这样，溢出中断次数等于累积了TCNTR满程技术的值；而开始和结束充电时TCNTR的值又可以计算出不足满程计数时TCNTR的值。 例如，用4倍的内部时钟周期对TCNTR技术产生了n次溢出，而在开始计时时TCNTR的值为Nb，在结束计时时 为Ne。如果有NeNb，则计时时间为ts为：ts=n1024+(Ne-Nb) 4Top（5.

32、44） 其中：Top为内部时钟周期，Top=2Tosc；Tosc是振荡周期，Tosc=1/fosc。 如果有NeNb,则计时时间ts为：ts=(n-1) 1024+(1024-Ne-Nb) 4Top (5.45) 在定标过程中求出的充电时间ts作为定标的时间，用它作为一个参考标准来求取被检测的电阻Rn的值。 二、放电过程 在定标充电过程结束后，马上进入放电过程。 放电时，PB0、PB1为输入端口，PA0为输出端口并输出低电平VOL=0.3V。这时，电容C所充的电荷通过Rd到 PA0端进行放电，放电结束后Vc=VOL。 为了加快放电时间，可以把PB0、PB1和PA0同时置为输出端，并同时输出低电

33、平，则电容C通过三个端口同时放电。 三、检测过程 在检测过程开始时，令PB0、PA0为输入端口，PB1为输出端口并输出高电平。PB1过Rn对C的充电时间和定标过程一样，可以用定时器/计数器/寄存器TCNTR的溢出次数及其开始充电计时时的值Nb及充电计时结束时的值Ne来求得。当电容C中的充电电压达到PA0端口的输入高电平门槛电压VIH时，检测过程结束。检测过程的充电器时间用tm表示。 在求出标定充电时间ts及检测充电时间tn之后，就可 以求出被测电阻Rm的值。 由于在RC电路中，充电过程是遵守指数曲线规律的，而且电容C充电电压VC和电源电压E及R、C的关系如下：（5.46） 从而有： （5.47

34、） 即： （5.48）（5.49） 在上面的定标过程和检测过程中，电容C的电压Vc在充电结束时为VIH，在放点结束时为VOL。 在式（5.49）中，E相当于PB0或PB1所输出的高电平，VC是电容的电压，故而有：（5.50）(1)tRCVcEe1 ()/tRCeVc E()/tRCeEVcE/()tR C In EEVc(1)thRCIHVEe 其中：th是电容C从0V充电到VIH所用的时间。 显然：th=RClnE/(E-VIH) （5.51） 另外，当放电结束时，电容的电压Vc等于PA0端口输出低电平的门槛电压VOL。这说明，在充电时电容不是从0V开始充电，故而要考虑电容C从0V充电到VO

35、L时所需的时间。 于是有： （5.52） 其中：t1是电容C从0V充电到VOL所用的时间。 显然有： t1=RClnE/(E-VOL) （5.53） 结合式(5.51)和(5.53),同时在定标过程中电容C是Rs进行充电的，所以有下标充电时间ts。1(1)tRCOLVEe1ln/()ln/()lnln()/()hIHOLIHOLIHOLtsttRs CEEVRs CEEVEEVRsCRs CEVEVEEV 同理，检测充电时间tm为： （5.55） 根据(5.54)和式(5.55)，有： 从而： （5.56） 很明显，采用式(5.56)很容易求出被检测的电阻Rn从而也就容易检测出对应的温度。通过

36、对充电时间ts和tm的求取，又由于标准电阻Rs是已知的，从而可求出Rm，这个过程也实现了把模拟量转换成数字量的过程，即A/D过程。 充电过程的曲线如图5-18所示。其中：曲线1是定标曲线，用于确定定标时间ts；曲线2是检测曲线，用于确定检测时间tm.有了这两个时间就可以求出Rm。ln()/()mmOLIHtR CEVEV/smsmttR C R C(/ )mmssRtt R 四、RC电路参数的选择 图5-17所示的电路结构中关键的是要选择恰当的标准电阻Rs和电容C0。Rs和电容C的选择取决于A/D转换所需要的分辨率的位数。 Rs的取值一般应选取为被检测电阻的最大值的二分之一。设被检测电阻的最大

37、值为Rmn，则Rs为：Rs=Rmn/2 （5.57） 电容C的取值按下式选取：（5.58） 其中：Tmm-检测过程中的最长充电时间； Rmm-被检测电阻Rm的最大值； E-PB0、PB1端口输出的高电平；ln()/()mmmmOLIHtCREVEV VIH-PA0端口输入高电平的门槛电压； VOL-PA0端口输入低电平门槛电压。 假设A/D转换的分辨率是8位，单片机的振荡器振荡频率fosc=2MHZ，则内部时钟频率fop为1MHZ，内部时钟周期Top=1s。在采用定时器/计数器/寄存器TCNTR的溢出信号中断TOF及TCNTR的内容作为计时记录，并取TCNTR得最多溢出次数为4时，tmm的值为

38、：tmm=428221 s =4096 s =4.096ms 上式中，28是因为TCNTR的溢出次数：22是因为在定时器结构中，内部时钟频率fop进入TCNTR之前经过2分频；4是TCNTR的溢出次数；1 s是内部时钟周期Top=1/fop，A/D转换最低有效位的值，即每16s为A/D转换的分辨率。 考虑被检测的电阻Rm的最大值为Rmm=100K，PB0、PB1端口输出的高平E=5V， PA0端口输入高电平的门槛电压VIH=3V，PA0端输出低电平的门槛电压VOL=0.3V，则电容C的选取如下： 在实际中，电容C的取值应比计算出来的值要小一些，以保证在测量时单片机不会产生计数值超越所设计的最大

39、值的情况。所以，电容C的值可取0.047F。 这样，在图5-17所示的A/D转换结果中，就有如下参数：Rs=50k，Rd=620，C=0.047F， Rm的最大电阻344.096ln()/()100ln(50.3 )/(50.3 )4.0964.096 100.04794011000.85448.544 10mmmmOLIHtmsCREVEVkVVVVmssFk 值为100k。 在实际中，随着温度的变化，电阻的阻值和电容容量都会产生一些偏移；电容的容量值和标称值之间也有一定的误差。在定标过程中，可以求出定标时间ts。以ts为参考标准，就可以消除所有的一阶误差，包括偏移、电容不准、电源误差等。

40、一般应选择低漂移的电阻，同时，把电阻的阻值放在内存中以减少测量误差。在软件中可以采用一些补偿方法。其他一些误差的来源是I/O端口的漏电流、电阻和电容的非线性、输入门槛电压的不确定和测量时间的不确定。测量时会有正负一个内部时钟周期的时间误差。 五、控制软件框图 无偏置电源的PC实现A/D转换方法需要软件进行控制。 控制软件框图如图5-17所示。 图5-19所示的控制软件框图是依据图5-17的结构通过RC电路实现A/D转换方法的流程图。 图5-17中，采用了3个I/O端口。其中PA0专门用于放电及检测电容C充电电压。这样做是为了无论Rm还是Rs过C放电结束，以保证Rm、Rs充放电的门槛一致性，从而

41、保证检测的精确性。 若使电路简单，采用PB0、PB1端口也就足够了，因为在Rs过C充电时，可以用PB1的门槛电压进行检测；在Rm过C充放电时，可以用PB0的门槛电压进行检测。但是由于PB0和PB1的门槛电压是不一样的，这就会给检测带来误差。故而专门采用一个I/O端口PA0对Rm，Rs过C充电进行检测。 首先，程序对单片机进行初始化:分配内存，安排有关数据，定义中间寄存单元等。接着，对电容C进行放电。故令PA0为输出口，并输出低电平，此时电容C可通过Rd和PA0放电，放电的结果令电容的电压VC=VOL，随后进入定标充电过程。这时，令PB0为输出口，PB1、PB0为输入口，同时PB0输出高电平，这

42、个高电平通过Rs对C充电。 程序检测PA0的输入电压，如果不为(即高电平)，则TCNTR进行计数。在进入定标充电过程的瞬间，程序把TCNTR的内容送入内存的特定单元存放。TCNTR在是其基础上不断进行计数的。当PA0=1时，把TCNTR的当前值取出，并和TCNTR原有内容、溢出次数合起来处理，求出ts。 接着进入放电过程，把PA0设置为输出口，并令PA0=0，此时电容C的电压VC通过Rd放电，又有VC=VOL。 放电结束后进入检测充电过程。这时，程序令PB1为输出口。PB0、PA0为输入口，并且PB1输出高电平通过Rm对C进行充电。 充电开始瞬间，程序把TCNTR的内容的内容存入特定单元，并对

43、PA0的输入电平进行检测。如果VC充电不是逻 辑“1”，则TCNTR继续计数；如果VC=1，则把此时TCNTR的内容取出来，和以前存入内存的TCNTR的内容、TCNTR的溢出次数一次加以处理，求出tm。 由于已求出了ts和tm，所以利用已知的标准电阻值Rs，通过程序计算出Rm。计算时采用公式Rm=tmRs/ts。 求出Rm之后，根据热敏电阻的分度表查处对应的温度。至此，实现了温度的A/D转换。5.4 提高A/D转换精度的技术 在片内含A/D转换器的A/D型单片机中，对外部模拟信号进行检测是直接用单片机内的A/D转换器实现的。A/D型单片机一般还有专门用于A/D转换器的模拟电路电源电压端Vref

44、H及VrefL。这两个电源端是用在在A/D转换器的模拟信号工作电路的，也称参考电压。其中，VrefH是电源的高压端，VrefL是电源的低压端。 在控制系统中，仪器依表输入输出的标准电压信号幅值是5V。故而，单片机输入的模拟信号也是05V。如果所检测的模拟信号不在05V的范围之内，则外部电路负责把被检测的信号转换到05V范围之内。在单片机工作时，为了实现A/D转换，一般取：VrefH=5V VrefL=0V 显然，只要把VrefH接到单片机的5V电源，把VrefL连接到地即可。用含8位A/D转换的单片机实现A/D时，可把(VrefH-VrefL)范围中的信号转换成0255之间的数字信号。5.4.

45、1提高单片机内A/D转换精度的原理 A/D转换器可以看成是数字上的一种映射。 对于模拟信号A，如果存在映射T（5.59） 可以把模拟信号A转变成0(2i-1)之间的数字信号，实现这种映射的电路称为A/D转换器。 在A/D转换器中，由于需要把模拟信号A转换成0(2i-1)之间的数字信号，因此须执行量化过程。所谓量化，就是用数字信号来逼近模拟信号的幅值。在量化过程中，存在量化单位q：q=(VrefH-VrefL)/(2i-1) （5.60）:(0,21)iT A 其中：i表示用i位二进制数字信号逼近模拟信号的最大幅值(VrefH-VrefL)。当VrefH=5V，VrefL=0V时，如果A/D转换

46、器是8位的转换器，那么，量化单位就为：（5.60） 从而有：q=0.0196V 这说明，A/D转换后的数字1相当于0.0916V的模拟信号。 在式(5.60)中，如果令VrefH=0V，则可简写成：q=VrefH/(2i-1) （5.61） 当A/D转换器的位数i是一恒定值时，式(5.61)说明量化单位的值和模拟信号的最大幅值VrefH成正比。 提高A/D转换器的精度，就是要使量化单位q的值变小。很明显，对于式（5.60），只要使(VrefH-VrefL)的值变小，85/(21)5/255qVV 也就是提高了A/D的转换器的精度。当然这时在A/D转换器输入端输入的信号应保持原来的大小。假设在A

47、/D转换器输入端的模拟信号的最大幅值为VA：VA=5V （5.62） 在一般情况下，单片机的模拟电路电源为VrefH=5V，VrefL=0V，故而有：VrefH-VrefL=VA 这时，有量化单位q1：（5.63） 当在设置单片机的模拟电路电源电压为VrefH0V时，则有(VrefH-VrefL)VA,从而有：（5.64）1()/(21)/(21)iirefHrefLAqVVV2()/(21)irefHrefLqVV 显然有q2VrefL=4.261V，实际取VrefH=4.46V。（2）VrefL的设置接近于90时温度传感器Rt的值所形成的A/D输入电压VADL：VADL=5V/(R1+R9

48、0) R90 （5.75）VrefLVAD 在式(5.75)中，R90表示90时Rt的值。 在式(5.75)中，由于R90=0.3073(由表5-1知)，故有：VADL=5V/(1+0.3073)k0.3073k=1.175V 一般要求VrefLVADL=1.175V，实际取VrefL=1.15V。55.77364.26115.7736ADHVVkVkk 综上所述，得到如图5-22所示的电路结构，这是提高温度检测精度的电路。 在A/D转换器的输入端所产生的A/D转换电压VAD为：VAD=5V/(R1+Rt) Rt （5.76） 由于单片机的模拟参考电压VrefH=4.46V，VrefL=1.1

49、5V，则A/D转换结果的数字值为D，并有：（5.77） 根据表5-1所列的热敏电阻Rt的分度表，由式(5.76)和式(5.77)可得出A/D转换分度如表5-3所示。 在表5-3中，有关符号的意义与表5-2的符号意义相同。 从表5-3中看出，当温度为10时，A/D的转换值为239或240；当温度为90时，A/D转换值为2。这时转换精155()trefLtrefLADLVVDRVRRVV 度S2：（5.78） 比较式(5.73)和式(5.78)，显然有：S2S1 也即是表5-3有比表5-2更精确的转换精度。 在VrefH=5V，VrefL=0V时，A/D转换器输入端的信号幅度(VrefH-Vref

50、L)=5V，被转换成数字(2i-1)。当A/D的位数为8时，有(28-1)=255，因此每伏电压转换成的数字值N1为：（5.79） 当VrefH=4.46V，VrefL=1.15V时，A/D转换输入端的信号幅值为(VrefH-VrefL)=3.31V，被A/D转换之后为数字255,29010800.33612402238CCCSC125525551/5refLADLNVVVV 因此每伏电压转换成的数字值N2为：（5.80） 比较式(5.79)和式(5.80)可得：N1N2 这也说明表5-3有比表5-2更高的转换精度。 实际上，对表5-3和表5-2的分度值进行对比，同样会发现表5-3的分度精度比

51、表5-2更高。例如，在表5-3中，数字113、114、115、116分别对应温度50.9、50.6、50.3、50.0；而在表5-2中，数字113、114、115、116分别对应于温度60.0 、59.6 、59.1 、58.6 。这也就是说，在表5-3中，113116这4个数字都是对50.050.9之间进行分度的；而在表5-2中， 113116这4225525577/3.31refHrefLNVVVV 个数字则是对58.660.0之间进行分度。显然，表5-3更有精确的分度。5.5 模糊控制表的产生方法 模糊控制表是家用电器模糊控制中一个十分重要的表格。它的作用相当于规则库和模糊推理机制两种作

52、用之和。模糊控制信号，可以通过对模糊规则的处理产生，也可以通过模糊关系矩阵运算产生，还可以通过对模糊控制表进行查表产生。无论采用什么方法，都有其优点和不足之处。利用模糊控制表求取模糊控制信号有快捷、简单的优点，在单片机控制的模糊家用电器中，可以节省程序空间，程序编制也方便。 模糊控制表表示的是输入模糊量及输出模糊量之间的关系。输入模糊量用离散论域的元素表示，输出模糊量也是离散论域的元素表示。在执行模糊控制时，一旦有一个精确值输入，就可以量化到输入模糊量离散论域的一个对 应元素。根据输入离散论域的元素，通过模糊控制表就可以寻找出输出离散论域中的控制元素。 模糊控制表的产生过程包括有如下几个步骤：

53、 1.进行模糊划分。 2.把连续论域转换成离散论域。 3.给出模糊控制规则表。 4.当输入模糊量为某个元素时，根据模糊规则表求出对应的输出模糊量元素。根据输入离散论域元素和输出离散论域元素制成控制表格。 下面以一个具体过程来说明模糊控制表产生的过程和方法。 假设一个控制问题，它有偏差e和偏差变化率e两种模糊量输入，只有控制量C一种输出。这三个论域的模糊量都取正(P) 、零(Z)、负(N)这三个模糊集，而离散论域取 -2、-1、0、1、2这五个元素。 一、模糊划分及模糊化 对于偏差e的模糊划分取P、Z、N三个模糊量，并且在相邻的模糊量中，存在如下关系： 1.本模糊量隶属度最大的元素，是相邻模糊地

54、隶属度为0的元素。 2.模糊量的形状是等腰三角形。 3.论域为-X,X。 如图5-23所示为偏差e的模糊划分和模糊量。 与偏差e类同，偏差变化率e的模糊划分和模糊量如图5-24所示。 同理，控制量的模糊划分和模糊量如图5-25所示。不过，控制量所用的模糊量不是三角形而是单点。 采用单点为控制量在实际处理时较为方便，因为这时只要知道控制量的模糊量也就知道了实际用于控制的论语元素。当然，采用一般模糊量为控制量也就是常用的方法，只是在求出控制模糊量之后，还需要采用反模糊化方法求取等效于模糊量的用于控制的论域元素。 二、论语转换 论域转换即指偏差e、偏差变化率e和控制量等连续论域分别变换成相应的离散论

55、域。 1.偏差e的论域转换 偏差e的论域是-X , X，欲把它变换成离散论域-2，-1，0，1，2，则有量化因子qe：2( 2)42()2eqXXXX 显然，对于图5-23中各个元素-X、-X/2、0、X/2、X，则有相应的离散论域元素ei： 从而可以得到以离散论域去表达的偏差e的模糊量，如图5-26所示。 2.偏差变化率e的论域转换123452(0)()22(/20)()122(00)02(/20)122(0)2eeeeeeqXXXXeqXXeqXXeqXXeqXXX 偏差变化率e的论域是-Y , Y，把其变换成模糊论域-2,-1,0,1,2则有量化因子qe：qe=4/2Y=2/Y 对应于图

56、5-24中各个重要的元素-Y、-Y/2、0、Y/2、Y，则有对应的离散论域元素ei：12()2(/2)1eq eYeq eY 从而可以得到离散论域中偏差变化率e的模糊量的情况，如图5-27。 3.控制量C的论域变换345(0)0( /2)1( )2eq eeq e Yeq e Y 控制量C的论域为-W , W，把其变换成到离散论域-2,-1,0,1,2，则有量化因子qc：qc=2/W 对于图5-25中连续论域中的重要元素-W、 -W/2、0、W/2、W，可求出与之对应的离散论域元素Ci： C1=qc(-W)=-2 C2=qc(-W/2)=-2 C3=qc(0)=0 C4=qc(W/2)=1 C

57、5=qc(W)=2 因此可得出离散论域表示的空置量C的模糊量，如图5-28所示。在图中，由于采用单点为模糊量，故只有在元素-2、0、2所对应的位置才存在单点。 三、给出模糊控制规则表 所考虑的控制过程有模糊控制规则9条。 L1: if e=Pe and e=Pe then C=Pc L2: if e=Pe and e=Ze then C=Pc L3: if e=Pe and e=Ne then C=Zc L4: if e=Ze and e=Pe then C=Pc L5: if e=Ze and e=Ze then C=Zc L6: if e=Ze and e=Ne then C=Nc L7:

58、 if e=Ne and e=Pe then C=Zc L8: if e=Ne and e=Ze then C=Nc L9: if e=Ne and e=Ne then C=Nc 根据这些控制规则，可以列出对应的控制规则表，如表5-4所示。 四、求取模糊控制表 由于偏差e的离散论域有5个元素-2，-1，0，1，2，在输入时，e或e得精确值都会量化到5个元素之中的任何一个。这样，e和e得输入组合就有55=25种。求出这25种输入组合及其对应的输出控制量，即可形成相应的模糊控制表。 下面分别考虑偏差e、偏差变化率 e为多离散论域元素的情况。 1、e=-2 根据图5-24，对于偏差e有：Ne(-2)

59、-1，Ze(-2)=0，Pe(-2)=0 这说明只有负模糊量N有隶属度1，其余的隶属度为0。 1.偏差变化率e=-2。 对于e只有Ne(-2)=1，其余为0。这时，只有一条控制规则有效，即：if e=Ne and e=Ne then C=Nc 故而有控制量C*：C*=Ne(-2)Ne(-2)Nc=11Nc=Nc 由于Nc是单点，因此其对应元素为-2，即：C*=-2 2.偏差变化率e=-1。 对于e，有：Ne(-1)=0.5，Ze(-1)=0.5，Pe=0 这时，有两条控制规则有效，即：if e=Ne and e=Ne then C=Ncif e=Ne and e=Ze then C=Nc 对于

60、第一条规则控制量C1*为：C1*=Ne(-2) Ne(-1)Nc=10.5Nc=0.5Nc 对于第二条规则控制量C2*为：C2*=Ne(-2) Ze(-1)Nc=10.5Nc=0.5Nc 由于C1*=C2*=0.5Nc，故而控制量C*为：C*=0.5Nc 在上式中， 0.5Nc是Nc的0.5截集，由于Nc是单点，所以控制量本质上是Nc对应的元素-2，即有：C*=-2 3.偏差变化率e=0。 对于e，有：Ne(0)=0，Ze(0)=0，Pe(0)=0 这时，只有一条控制规则有效，即：if e=Ne and e=Ze then C=Nc 因此控制量C*为：C*=Ne(-2) Ze(0)Nc=11N