Buck三电平变换器

1、 Buck 三电平变换器Buck Three 2Level Converter薛雅丽李斌阮新波(南京航空航天大学210016Xue Yali Li Bin Ruan Xinbo (Nanjing University of Aeronautics and Astronautics 210016China 摘要提出一种Buck 三电平变换器, , 采用交错控制方式, 可以大大减小输出滤波器的大小, ,分析该变换器的输入输出特性, 法, 并进行实验验证。关键词:a Buck Three 2Level (TL converter , the voltage stress of the switche

2、s is of the input voltage. Employing interleaving control , the output filter can be significantly reduced. The operation principle of the Buck TL converter is analyzed in details. The characteristics of output 2input of the Buck TL converter are derived and the filter parameter design is discussed.

3、 A strategy to balance the voltage of the input divided capacitors is proposed. Theexperimental results verify the operation of the Buck TL converter.K eyw ords Three 2level converter , pulse 2width 2modulation , interleaving technique国家自然科学基金资助项目(50177013 , 台达电力电子科教发展基金资助项目。薛雅丽女, 1974年生, 硕士研究生, 研究方

4、向为Buck 多电平变换器。李斌男, 1975年生, 硕士, 研究方向为大功率高频软开关直2直变换器。1引言1992年Pinheiro 提出了零电压开关三电平直流变换器(Zero 2Voltage 2Switching Three 2Level dc 2dc Converter , ZVS TL 变换器 1, 该变换器最大的优点是它的开关管电压应力为输入直流电压的一半, 因此非常适用于高输入电压中大功率应用场合。该TL 变换器实质上是一个半桥变换器, 因此应更准确地定义为半桥TL 变换器。文献2从另一个角度提出了半桥TL 变换器的推导思路, 并将该推导思路推广到所有的直流变换器中, 由此提出了

5、一族TL 变换器电路拓扑, 包括Buck TL 变换器。这些变换器与半桥TL 变换器一样, 其开关管电压应力为输入直流电压的一半。本文详细分析Buck TL 变换器的工作原理,推导其输入输出关系, 讨论其输出滤波器的计算, 提出一种脉宽修正方法, 确保两只分压电容电压均衡, 并进行实验验证。2工作原理图1给出了Buck TL 变换器的电路拓扑, 其中C d1和C d2为两个分压电容, 其容量很大且相等, 电压均为输入电压V in 的一半。VQ 1、VQ 2是两只开关管, VD 1和VD 2是续流二极管, L f 是滤波电感, C f 是滤波电容, R Ld 是负载。VQ 1和VQ 2交错工作,

6、 其驱动信号相差180°相角, 图2给出了不同开关模态的等效电路。当开关管的占空比大于015和小于015时, 变换器工作模式有所不同, 下面分别加以分析。在分析之前, 做如下假设:所有开关管、二极管、电第18卷第3期电工技术学报2003年6月 感、电容均为理想器件; C d1=C d2且足够大, 均分输入电压, 可以看成两个电压为V in /2的电压源; 输出电容足够大, 等效为电压源V o 。图1Buck TL 变换器Fig 11Buck three 2level converter图2不同开关模态的等效电路Fig 12The equivalent circuits of the

7、switching m odes211D >015当开关管的占空比大于015时, 其主要波形如图3所示。在一个开关周期内, 变换器有4个开关模态 。图013of D >015211t 0, t 1(图2a VQ 1和VQ 2同时导通, AB 两点间电压为输入电压V in , VD 1和VD 2上的电压为V in /2, 滤波电感L f 的电流线性增加。i L f (t =I L f (t 0 +L f(t -t 0(121112开关模态2t 1, t 2(图2b t 1时刻关断VQ 2, VD 2导通。v AB =V in /2,VQ 2和VD 1上电压为V in /2。L f 电

8、流线性下降。i Lf =I Lf (t 1+L f(t -t 1(2t 2时刻开通VQ 1, 电路进入开关模态3。开关模态3与开关模态1相同, 如图2a 所示。t 3时刻关断VQ 1, 进入开关模态4, 如图2c 所示。电路工作情况同开关模态2类似, 此处不再赘述。由图3可知V o =T st 4t 0v AB d t=T s V in (t 1-t 0 +(t 3-t 2 +2(t 2-t 1 +(t 4-t 3 =T sV in 22+2(2T off =D V in (3I L f -H=I L f max -H-I L f min -H=I L f (t 1 -I L f (t 0 =

9、L f (t 1-t 0=L f 203电工技术学报2003年6月 =( ( 2L f(4 I o =2(I Lf max -H +I Lf min -H (5式中T s 开关周期, T s =1/f sf s 开关频率T on 开关管的导通时间T off 开关管的截止时间D 占空比, D =T on /T sI L f -H D >015的电感电流脉动值I L f min -H 电感电流最小值I L f max -H电感电流最大值由式(4 和式(5 可知I L f min -H =I o -( ( fI L f max -H=( 4L f(7212D <015当开关管的占空比小于

10、015时, 变换器的主要波形如图4所示。一个开关周期内包括4个开关模态。图4D <015的主要波形Fig 14The key waveform of D <01521211开关模态1t 0, t 1(图2b VQ 1导通, VD 2导通, v AB =V in /2, VQ 2和VD 1上的电压为V in /2。i L f (t =I L f (t 0+L f(t -t 0 (8 21212开关模态2t 1, t 2(图2d t 1时刻关断VQ 1、VD 1、VD 2导通, v AB =0,VQ 1、VQ 2两端电压均为V in /2。i L f (t =I L f (t 1 -L

11、 f(t -t 1 (9t 2时刻开通VQ 2, 电路进入开关模态3。开关模态3与开关模态1相类似, 如图2c 所示。t 3时刻关断VQ 2, 电路进入开关模态4, 同开关模态2工作情况相同, 如图2a 所示, 此处不再赘述。由图4可知V o =T st 4t 0vAB d tT s(0 (t 3-t 2 =(10I L f -L =I L f max -L -I Lf min -L=L fT on=2L f(11 I o =2(I L f max -L +I L f min -L (12式中I L f -L D <015时的电感电流脉动值I L f min -L 电感电流最小值I L

12、f max -L 电感电流最大值由式(11 和式(12 可知I L f min -L =I o -( 4L f(13 I L f man -L =I o +( 4L f(143Buck T L 变换器的外特性在恒定占空比下, 变换器输出电压与输出电流的关系V o =f (I o |D 称为变换器的外特性。311电感电流连续由式(3 和式(10 知道, 当电感电流连续时V o =V in D(15312电感电流断续如果滤波电感较小或负载较轻, 滤波电感电流将会断续。由图2和图4可知, 当负载电流减小到使I L f min =0时, I L f =I L f max , 此时的负载电流I o mi

13、n 即为电感临界连续电流I G , 此时变换器的外特性仍满足关系式(15 。13第18卷第3期薛雅丽等Buck 三电平变换器 I G =I o min =2I L f max =2I L f (16下面分D >015和D <015两种情况讨论变换器在电感电流断续时的工作情况。31211D >015由式(4 、(15 和(16 可以得到D >015时的临界连续电流I G-HI G-H =T 4L f(1-D (2D -1 (17式(17 表明I G-H 与占空比D 的关系为二次函数, 当D =0175时, I G-H 达到最大值I G-H -max =V T 32L f

14、(18 将式(18 代入式(17 , 可得I G-H =8I G-H -max (1- -(在D >01G-H , 变, 负载电流无关, (15 ; 一旦电感电流小于I G-H, 电路将工作在电感电流断续状态, 波形如图5所示 。图5D >015电感电流断续Fig 15Inductor current in the discontinuous mode when D >015此时I o =T s /22(i ON T ON +i OF T OF (20 式中T ON 电感电流上升时间T OF 电感电流下降时间i ON =L f(V in -V o T ON(21 i OF =

15、L f (V o -2T OF(22稳态时有i ON =i OF , 由式(21 和式(22 可知T OF =(2V o -V inT ON(23而T ON =2T s(24 将式(18 、(20 、(21 和(24 联立, 得到I G-H -max=8(2D -1 22V o -V in(25由式(25 可得V in=1+( 21+I -(2D - 2(2653<015在D <015时, 由式(11 、(15 和(16 可以得到临界连续电流I G-LI G-L =T 4L f D (1-2D (27 式(27 表明I G-L 与占空比D 的关系为二次函数, 当D =0125时,

16、临界电流达到最大值I G-L -max =V T 32L f (28 将式(28 代入式(27 , 有I G-L =8I G-L -max D (1-2D (29类似于D >015, 在 D <015时, 如果电感电流大于I G-L 时, 变换器工作在电感电流连续状态, 输入输出电压比与负载电流无关, 满足式(15 ; 一旦电感电流小于I G-L , 那么变换器将工作在电感电流断续状态, 波形如图6。图6D <015电感电流断续Fig 16Inductor current in the discontinuous mode when D <015此时I o =T s /

17、22(i ON T ON +i OF T OF (30式中T ON 开关管的导通时间, 亦即电感电流23电工技术学报2003年6月 上升时间T OF 电感电流下降到零的时间i ON =L f2-V o T ON(31 i OF =L fT OF (32稳态时i ON =i OF , 由上面两式可知T OF =2V oT ON (33将式(28 、(30 、(31 和(33 联立, 得到I G-L -max=8D 2V o(34 由式(34 可得V V m=28D5性。将D >015和D <015时的外特性绘于同一图中, 得到图7。其中, 曲线A 为电感电流临界连续曲线, 由式(19

18、 和式(29 决定。曲线A 左边为电流断续区, 变换器外特性由式(26 和式(35 决定, 以虚线给出; 曲线A 右边为电流连续区, 变 换器外特性由式(15 决定, 以实线示之。图7Buck TL 变换器的外特性Fig 17Output characteristics4输出滤波器的设计411滤波电感由前面的分析可知, 占空比大于015和小于015时, 滤波电感电流脉动有着不同的特性。定义I 3L f -Buck -TL 为Buck TL 变换器的电感电流脉动标幺值, I 3L f -Buck 为Buck 变换器的电感电流脉动标幺值。I 3L f -Buck -TL=I L f -Buck -

19、TL /I L f -Buck -TL -maxI 3L f -Buck =I L f -I L f -Buck -maxL f -TL 变换器的电I f -max Buck 变换器的电感电流最大脉动值图8给出了在相同滤波电感和相同开关频率的条件下, Buck TL 变换器与传统Buck 变换器滤波电感电流脉动的比较。该图表明Buck TL 变换器的电感电流最大脉动量仅为Buck 变换器的1/4。如果两者电感电流脉动的最大值相同, 那么Buck TL 变换器的滤波电感会减小为Buck 变换器的滤波电感的1/4。通常在设计滤波电感时, 以最小输出电流作为电感临界连续电流值, 即I o min =

20、I G , 由式(17 及式(27 可知, 为了使电感电流连续, 有L f = T 4I o min(1-D (2D -1D 015T 4I o min(1-2D D D <015(36图8Buck TL 变换器与Buck 变换器电感电流脉动值Fig 18The ripple current of the filter inductanceof Buck converter and Buck TL converter33第18卷第3期薛雅丽等Buck 三电平变换器34 电工技术学报 2003 年 6 月 一般来说 ,变换器的输入电压在一定的范围内变化 ,输 出电压保持不变。为保证在任意输

21、入电压下均可实现 电感电流连续 ,滤波电感应当取所有值中最大的。如 果变换器的最小输出电流很小 ,有时甚至为零 ,工程上 一般取最大电感电流脉动值为 ILf max = 2 I G = Io max/ 5 不考虑寄生参数 ESR 、ESL 影响 , 将电容视 为理想元件 , 由式 ( 4 和式 ( 11 可知 V in ( 1 - D ( 2 D - 1 s T 15 D 0 2Lf IL f = V in ( 1 - 2 D D T s D < 015 2Lf ( 37 412 滤波电容 1 V o = = Cf = ESR 。 如果滤波电感电流脉动相同 , 由式 ( 19 可 知 ,

22、 Buck TL 变换器的输出滤波电容充放电频率较 Buck 变换器提高了一倍 , 因此其滤波电容可以减 小为 Buck 变换器滤波电容的一半 。 5 分压电容电压均衡问题 前面提到 , 两只开关管开关时间 相 差 180° , 如果控制电路 、驱动电路以及两只开关管的开关特 性不同 , 将会导致两只开关管的导通时间有所不 同 , 这样会使得两只输入分压电容提供的能量不相 等 , 其电压将不均衡 , 一只电容电压高于 V in/ 2 , 另一只电容电压低于 V in / 2 。这时两只开关管电压 应力将会相应不相等 , 滤波器上电压 v AB 中本应为 V in/ 2 的时候 , 将

23、会出现前半周期高于 V in/ 2 , 后 半周期低于 V in / 2 。 为了解决这个问题 , 必须对两只开关管的导通 时间进行修正 。通过检测两只分压电容的电压 , 如 果 Cd1 的电压高于 Cd2 , 那么就增大 VQ1 的导通时 间 , 同时减小 VQ2 的导通时间 , 反之亦反 。通过 对两只开关管的导通时间一加一减 , 可以使两只分 压电容的电压保持均衡 , 从而确保两只开关管的电 压应力为 V in/ 2 , 并且 v AB真正在 V in和 V in/ 2 之间 或 V in/ 2 和 0 之间变化 。 IL f 实际上是电容电流的变化量 I c , 即 IL f = I

24、c , 由图 3 和图 4 可以看出 , 在一个开关周期内 , 滤波电感电流对滤波电容充放电两次 , 即电容在 T s/ 4 时间内充电 , 电容充电的平均电流为 i C IL f I c = = 4 4 V in ( 1 - D ( 2 D - 1 s T 15 D 0 8Lf = V in ( 1 - 2 D D T s D < 015 8Lf Cf ( 38 滤波电容纹波电压峰峰值为 6 实验结果与讨论 为了验证 Buck TL 变换器的工作原理 , 我们 在实验室完成了一个原理样机 。输入电压为 220 300VDC , 输出电压为 200VDC , 额定输出电流为 10A ,

25、开 关 频 率 为 50kHz , 滤 波 电 感 为 L f = I d t 0 c T s/ 4 V in ( 1 - D ( 2 D - 1 32 L f Cf f 2 s V in ( 1 - 2 D D 32 L f Cf f 2 s 所以 在设计一个电源时 , 其输出纹波大小都有明确 的限制 , 可以据此计算出输出滤波电容的大小 。考 虑到电容寄生参数的影响 , 滤波电容的值要适当放 大 , 并采用多个较小容量电容并联的方式以减小 V in ( 1 - D ( 2 D - 1 15 D 0 32 L f V o f 2 s V in ( 1 - 2 D D D < 015 3

26、2 L f V o f 2 s D < 015 D 015 350 H , 滤波电容为 Cf = 330 F 。 图 9a 和 9b 分别给出了当输 入 电 压 为 250V 时 , 占空比大于 015 和小于 015 时的实验波形 。从 ( 39 ( 40 中可以看出 , 开关管 VQ1 和 VQ 2 的电压应力为 125V , 是输入电压的一半 。滤波器上电压的频率 为 100kHz , 为开关频率的两倍 , 滤波电感电流的 脉动频率也为开关频率的两倍 。当占空比大于 015 时 , 滤波器上电压 v AB 在 V in 和 V in/ 2 之间变化 , 其交流分量小于同等条件下 Buck 变换器滤波器上 电压的交流分量 。当占空比小于 015 时 , 滤波器上 电压 v AB在 V in/ 2 和 0 之间变化 , 其交流分量小于 同等条件下 Buck 变换器滤波器上电压的交流分量 。 第 18 卷第 3 期 薛雅丽等 Buck 三电平变换器 35 图9 实验结果 图 10 开关管导通时间的修正 10 给出了开关管导通时间修正前后开关管 图 的