单片开关电源的设计终

1、单片开关电源的设计摘 要当今开关电源正向着集成化、智能化的方向发展,高度集成、功能强大的 单片开关电源代表着当今开关电源发展的主流方向。本论文围绕当前流行的单 片开关电源芯片进行了开关电源的研究和设计。在对单片开关电源的基本原理 了解的基础上,从理论上较为深入地研究了单片集成开关稳压电源的特性,设 计出一种实用的 电流型反激式开关电源 。本文采用三端单片开关电源芯片 TOPSwitch-系列器件作为核心,对 电流 型反激式开关电源进行设计,对 电源的变压、滤波、整流、反馈、及保护电路 等分别作了详细的设计。在设计过程中,选用电流型 PWM 控制方式,开关电 源的反馈电路采用光耦反馈电路,增加保

2、护电路,用以吸收尖峰电压等一系列 措施使电路能更加稳定。 本文主要在掌握单片开关电源设计的核心技术基础上, 对单片开关电源的外围电路进行设计, 分析了开关电源的纹波和损耗并给出了 些减少纹波和损耗的有效措施 , 并对开关电源的各个部分进行了测试, 掌握了 开关电源的测试技术。关键词:单片开关电源 TOPSwitch-II 纹波 损耗Design of Single-chip Switching Power SupplyABSTRACTNowadays, the develop direction of switching power supply tends towards integrati

3、on and intelligence, the switching power supply of high integration and powerful function stands for the mainstream develop direction of switching power supply. Thispaper introduces a design of switching power supply based on prevalent chip. The paper understands the principle of single chip switchi

4、ng power supply, and has a deep study on the characteristic of single chip steady voltage switching powerIsupply. Then the paper designsa single chip switching power supply, and the design gives a practical current-mode fly back switching power supply.This paper adopts the three-terminal chip for si

5、ngle chip switching power supply of TOPSwitch-II series as the core, and proposes a kind of design of fly back type of current-mode switching power supply. The variable pressure, filtering, by-pass, feedback, and protecting circuit are respectively designed in detail.In the design process, it choose

6、s the current-mode PWM control mode, uses light decoupling feedback circuit as its feedback circuit, and adds the protecting circuit to absorb peak voltage to make circuits more stable. This paper mainly designs the periphery of the switching power supply on the base of a good command of the core te

7、chnology of the single-chip switching power supply, analyzes the ripple and loss of the circuit and some effective measures to reduce the ripple and loss are given. What s more , each part of the switching power supply is tested and the test technology is mastered.Key words: Single-chip Switching Po

8、wer Supply TOPSwitch-II Ripple LossII目 录III参考文献 . . 30附 录 . . 32致 谢 . . 31IV天津理工大学 2011届本科毕业设计说明书第 1章 绪 论1.1单片开关电源的概述开关电源已经有几十年的发展历史。早期的产品开关频率很低,成本昂贵,仅用于卫星 电源等少数领域。 20世纪 60年代出现过硅闸管(旧称可控硅相位控制式开关电源, 70年 代由分立元件制成的开关电源,均因效率不够高,开关频率低,电路复杂,调试困难而难于 推广,使之应用受到限制。 70年代后期以来,随着集成电路设计及其制造技术的进步,各种 开关电源专用芯片大量问世,新型

9、节能电源才重获发展。目前,开关频率已经从 20KHz 左右 提高到几百千赫甚至几兆赫。与此同时,供开关电源使用的元气件也获得长足发展。 MOS 功 率开关管(MOS-FET 、肖特基二极管(SBD 、超快恢复二极管(SRD 、瞬间电压抑制器 (TVS 、压敏电阻器(VSR 、熔断电阻器(FR 、自恢复保险丝(RF 、线性光耦合器、可 调式精密并联稳压器(TL431 、电磁干扰滤波器(EMI Filter 、高导磁率磁性材料、由非晶 合金制成的磁珠(magnetic bead 、三重绝缘线(Triple Insulated Eire 、玻璃珠(glass bead 胶合剂等一大批新器件、新材料正

10、被广泛应用。所有这些,都为开关电源的推广普及提供了 必要条件。近 20年来,集成开关电源沿着下述两方向不断发展 1:第一个方向是对开关电源的核心 单元控制电路实现集成化。 1977年国外首先研制成功脉宽调制 (PWM 控制器集成电路。 第二个方向则是对中、小开关电源实现单片集成化。 1994年美国电源集成公司,在世界上首 先研制成功三端隔离,脉宽调制型反激式单片开关电源,被人们誉为“顶级开关电源” 2。 单片开关电源属于 AC/DC电源转换器。 芯片的集成度很高, 外围电路简单, 通过输入整 流滤波器,适配 85265V、 47440Hz的交流电,可构成世界通用的开关电源和电源模块。它 在价格

11、上完全可以和同等功率的线性稳压电源相竞争,而且电源效率显著提高,体积和重量 则大为减小。单片开关电源的迅速发展和应用,使人们多年来所追求的高性价比、无工频变 压器式开关电源变成现实。现在,开关电源技术方兴未艾,而近年来又被大的市场需求所推动,必将带来开关电源 技术的大发展。目前,开关电源已经形成具有 6大系列, 67种型号的产品。这几年,随着通 信行业的发展,以开关电源技术为核心的通信电源,国内将有较大的市场需求。开关电源代 替线性电源和相控电源是大势所趋,因此同样具有几十亿产值需求的电力操作电源系统的国 内市场正在起动,并将很快发展起来。还有其他许多以开关电源技术为核心的专用电源、工 业电源

12、,也将得到迅速发展。11.按输入输出电压分开关电源技术就是随着电力电子器件、开关频率技术发展而发展的,两者相互促进推动 着开关电源每年以超过两位数字的增长率向着体积小、重量轻、噪声低、可靠性高、抗干扰 能力强的方向发展。 开关电源按输入输出电压可分为 AC/DC和 DC/DC两大类。 DC/DC变换 器现已实现模块化,且设计技术及生产工艺在国内外均己成熟和标准化,已得到广大用户的 认可 ; 但 AC/DC变换器因其自身特性,使得在模块化的进程中遇到较复杂的技术和工艺制造 问题。以下分别对两类开关电源作简要地介绍。(1 DC/DC变换器随着电力电子的发展,开关电源的 DC/DC变换器型式和种类越

13、来越多,主要类型为:反激式:电路拓扑简单,元件数少,因此成本较低。但该电路变换器的磁芯单向磁化, 利用率低, 而且开关器件承受的电流峰值很大, 广泛用于数瓦至数十瓦的小功率开关电源中。 特别是其不需要输出滤波电感,成为小功率多路输出开关电源优先考虑的拓扑形式 3。 正激式 :拓扑结构形式和反激式变换器相似,虽然磁芯也是单向磁化,却存在着严格 意义上的区别,变压器仅起电气隔离作用,而且电路变压器的工作点仅处于磁化曲线的第 1象限,没有得到充分的利用,因此同样的功率,其变换器体积、重量和损耗大于半桥式、全 桥式、推挽式变换电路。广泛用于功率为数百瓦至数千瓦的开关电源中。半桥式:电路结构较为复杂,但

14、磁芯利用率高,没有偏磁的问题,且功率开关管的耐 压要求低,不超过线路的最高峰值电压。克服了推挽式的缺点。适合数百瓦至数千瓦的开关 电源中,高输入电压的场合。全桥式:电路结构复杂,但在所有隔离型开关电源中,采用相同电压和电流容量的开 关器件时,全桥型电路可以达到最大的功率,目前,全桥型电路多被用于数百瓦至数千瓦的 各种工业用开关电源中。推挽式:电路形式实际上是两只对称正激式变换器的组合,只是工作时相位相反。变 压器的磁芯双向磁化,因此相同铁芯尺寸的输出功率是正激式的近一倍,但如果加在两个原 边绕组上的 V-S 极稍有偏差就会导致铁芯偏磁现象的产生,应用时需要特别注意。适合中功 率输出。(2 AC

15、/DC变换AC/DC变换电路是指能够直接将交流电能变换为直流电能的电路,泛称整流电路。 AC/DC变换器输入为 50/60HZ的交流电, 其频率为工频, 以致整流滤波时需要体积较大的滤 波电容器,另外,整流器和电容滤波电路是一种非线性元件和储能元件的组合,因此,虽然 输入交流电压为正弦波, 但输入交流电流波形却严重畸变, 呈脉冲状。 交流输入侧必须加 EMC 滤波及使用符合安全标准的元件, 这样就限制 AC/DC电源体积的小型化; 同时, 由于内部的 高频、高压、大电流开关动作,使得解决电磁兼容 (EMC问题难度加大,也就对内部高密度 电路设计提出了很高的要求,从而限制了 AC/DC变换的模块

16、化。2.按控制方式分开关电源按控制方式主要可分为电压控制和电流控制, 以对这两种控制方法做简要介绍。 (1电压控制型基本原理目前开关电源普遍采用电压型脉宽调制 (PWM4, 其结构框图如图 1.1所示。 从图可以看 出,电压型控制方法是利用电源输出电压 U O 与基准电压 Uref 进行比较,并将比较的结果放 大生成误差电压 Ue 。 误差电压与振荡器生成的锯齿波 Ur 进行比较生成一脉宽与 Ue 大小成正 比的方波,该方波经过锁存器和驱动电路 (图中未画出驱动电路 来驱动开关管的导通和关断, 以实现开关变换器输出电压的调节。电压型控制方法只有一个控制环,因而设计和分析相对 比较简单。由于锯齿

17、波的幅值比较大,所以抗干扰能力比较强。但最大缺点是在控制过程中 电源电路内的电流值没有参与进去。因开关电源的输出电流是要流经电感的,故对信号电压 有 900的相位延迟,然而对于稳压电源来说,应当考虑电流的大小,以适应输出电压的变化 和负载的需求,从而达到稳定输出电压的目的,因此,仅采用输出电压采样的方法其响应速 度慢稳定性差甚至在大信号变化时会产生振荡,造成功率管损坏等故障。 图 1.1电压控制型结构框图(2电流控制型电流控制型正是针对电压控制型的缺点发展起来的,其原理框图如图 1.2所示,它除了 保留电压控制型的输出电压反馈外,又增加了一个电流反馈环节。所谓电流控制型就是在脉 宽比较器的输入

18、端将电流采样信号与误差放大器的输出信号进行比较,以此来控制输出脉冲 的占空比,使输出的峰值电流跟随误差电压变化。其工作原理是采用恒频时钟脉冲置位锁存器输出脉冲驱动功率管导通,使电源回路中的 电源脉冲逐渐增大,当电流在采样电阻 R 上的幅度达到 Ue 时,脉宽比较器状态翻转,锁位 器复位,驱动撤除,功率管截止,这样逐个检测和调节电流脉冲,就可达到控制电源脉冲的 目的。电流控制型的主要优点是:线性调整率非常好,可与优良的线性稳压器相媲美。明显的改善了负载调整率,因为误差放大器专门用于控制由于负载变化而造成的输出 电压的变化。特别是使轻载时电压升高的幅度大大减少。从 1/3负载至满载,负载调整率降

19、至 8%, 2/3负载至满载,负载调整率降至 3%以下。简化了过流保护电路。由于 R 上感应出峰值电感电流,所以自然形成脉冲限流电路。 这种峰值电感电流感应检测技术可以灵敏的限制最大输出电流,所以整个开关电源中的磁性 元件和功率元件不必设计较大的裕量,就能保证稳压电源工作可靠,成本降低。误差放大器的外补偿电路简化,改善了频响,具有更大的增益。由于电感电流是连续 的,所以 R 上检测出的峰值电流能代表平均电流。整个电路可看做是一个误差电压控制电流 源。转换器的幅频特性由双极点变成单节点,因而可以改善整个稳压器的特性。 图 1.2 电流控制型原理框图1.2本课题选题的现实意义随着开关电源的发展,电

20、源的小型化、模块化、绿色化越来越受到人们的关注。以致于 20世纪 90年代中期,单片开关电源问世了。美国电源集成 (PI公司率先于 1994年研制成三 端隔离式脉宽调制型单片开关电源。 其第一代产品为 TOPSwitch 系列, 随后于 1997年, 2000年 1月和 11月相继推出了 TOPSwitch-II 系列, TOPSwitch-XF , TOPSwitch-GX 系列。这几 种芯片都为电流控制型芯片, 该系列芯片集 PWM 信号控制电路和功率开关器件 MOSFET 于 一体。该系列开关电源集成电路有高集成度、高性能价格比、最简外围电路、最佳性能指标 等特点,能构成高效率无工频变压

21、器的隔离式开关电源。鉴于电流控制型有电压控制型无与 伦比的优点。所以,本课题选择了基于 TOPSwitch-II 芯片控制的单端反激式开关电源。 单片开关集成芯片一经问世便显示出强大的生命力,目前已成为国际上开发 290W 以下 中、 小功率开关电源、 精密开关电源、 特种开关电源及电源模块的优选集成电路。 TOPSwitch-II 系列产品优点如下:(1采用高压 CMOS 电路的先进技术, 实现高压 MOSFET 与低压控制电路的单片集成化, 将 PWM 控制系统的全部功能集成到三端芯片中;(2它属于漏极开路输出并且利用电流来线性调节占孔比的电源变换器,即电流控制型开 关电源;(3输入交流电

22、压和频率的范围极宽;(4此芯片只有 3个引出端,可以同三端线性集成稳压器相媲美,能以最简方式构成无工 频变压器的反激式开关电源;(5外围电路简单、效率高、成本低;(6若将它配以低压差线性集成稳压器,则可构成一种新型复合式开关电源,既保留了开 关电源体积小、效率高之优点,又具有线性稳压电源稳定性好、纹波电压低等优良特性;(7开关频率高达 110KHz ,采用这种芯片能够降低开关电源所产生的的电磁干扰;(8其工作温度范围为 070,芯片最高结温为 135。1.3研究的主要内容及工作1.研究的工作本课题研究的是基于 TOPSwitch-II 芯片的开关电源,主要有以下工作:(1 分析电流型反激式开关

23、电源的工作原理,并介绍了电流控制型中的峰值电流型控制 方法的优缺点。(2进行电流型反激式开关电源的设计和实现。(3元器件的选型及制作,包括变压器的绕制、稳压器及光耦合器的选型、其他元器件参 数的确定。(4电路图的搭建及制作。(5对电路输出纹波和电源损耗进行分析并提出改善措施。(6对电路进行测试。2.课题拟解决的主要问题电压型控制方法只有一个控制环,因而设计和分析相对比较简单。由于锯齿波幅值比较 大,所以抗干扰能力比较强。其主要缺点是输入或输出的变化只能在输出改变时才能检测到 并反馈回来进行纠正,因此响应速度比较慢,造成输出电压稳定性差 ; 另外,传统开关电源的 开关功率管与控制芯片是分开的,这

24、样做成的开关电源体积大、外围电路复杂。本课题设计 的基于 TOPSwitch-II 的开关电源可以解决以上问题。使电源具有外围电路简单、体积小、输 出电压稳定等优点。3.课题的创新点与难点(1课题创新点本课题设计的基于 TOPSwitch-II 的开关电源与传统的开关电源相比,有电压调整率好、 系统稳定性高、动态特性得到改善等优点;并在电源后级增加了一个三端线性稳压器(FH78L12,使输出电压更平稳,而且输出纹波电压较小。(2课题的难点本课题设计的开关电源频率较高、体积小,所以在研制时主要存在以下几个难点:开关损耗随电源开关频率的升高而增大,如何较好地降低开关损耗是一个难点。 电源开关频率高

25、,高频变压器绕制较复杂。第 2章 电流型反激式开关电源的工作原理2.1引 言随着电流型控制技术的不断发展和日臻完善,电流型反激式开关电源以其结构简单、无 输出滤波电感、易实现多路输出等优越性广泛应用于小功率多输出的场合 5。由于反激式开 关电源的功率开关管 MOSFET 在截止期间承受的最大电压较高,适于高输入电压的应用场 合,因此本文设计适合高输入电压应用场合的单端反激式开关电源。开关电源设计中常用的控制方法主要有电压型和电流型。电流型控制方法是近十年来发 展起来的一种新颖的控制方法,按频率是否恒定可分为:恒频控制和变频控制两种,后者又 可进一步分为恒导通时间和恒关断时间两种。其中恒频控制应

26、用较多。按控制对象的不同可 以分为:峰值电流控制、电流滞环控制和平均电流控制,前者的电路实现比后者简单。 本章首先根据电流型单端反激式开关电源的系统结构框图介绍其工作原理,然后对峰值 电流控制方法作进一步深入分析。2.2电流型反激式开关电源的结构框图由 TOPSwitch -II 芯片构成的单端反激式开关电源框图如图 2.1所示。它主要包括:输入整 流滤波电路、主变换电路、输出滤波电路、电压和电流采样反馈控制电路及控制电路。其中控 制电路是 TOPSwitch -II 芯片来实现电流型控制电路的功能。 图 2.1由 TOPSwitch-II 芯片构成的单端反激式开关电源框图电源简要工作原理如下

27、:交流电 Ui 经输入整流滤波电路后输入到高频变压器一次侧, 电 压经反激后,二次侧上的高频电压经过输出整流滤波电路整流滤波后,获得输出电压 U O 。图 中钳位电路是用来吸收高频变压器的漏感产生的尖峰电压,从而保护了 TOPSwitch-II 中功率管不被尖峰电压烧毁。 稳压管和光耦合器组成反馈电路。 输出电压 U O 的稳压原理如下:当由 于某种因致使 U O 上升, 则光耦中发光二极管的电流升高, 经过光耦后, 使光耦中的接收管电 流也升高,使得 TOPSwitch-II 控制端电流升高,经 TOPSwitch-II 内控制后,使控制脉宽占空 比降低,导致 U O 下降,从而实现稳压目的

28、;反之,当 U O 下降时也一样稳定。电流型控制技术是针对电压型的缺点发展起来的一种新颖的控制思想,它以独特的优越 性替代电压型控制被广泛应用于正激、 反激及推挽式等 DC/DC功率变换器的控制电路中, 虽 然这种控制方法优点较突出,但也存在一些缺点。电流型控制方法可分为三种形式,即峰值电流控制、电流滞环控制以及平均电流控制。 由于电流滞环控制方法存在负载的大小对开关频率影响甚大的问题,而平均电流型控制电路 实现较复杂,所以本设计是采用峰值电流控制方法。下面对峰值电流型控制的特点进行介绍。2.3峰值电流型控制方法的特点1.抵抗输入电压变化的能力输入电压变化时, 由于副边输出电压与副边绕组的峰值

29、电压及功率管的导通时间成正比, 为维持输出电压恒定必须改变占空比。电流型固有的输入电压前馈特性,使由于输入电压的 瞬态变化而导致输出电压瞬态变化的周期和幅值均减小,进而改善动态调节特性。假使输入 电压升高,原边绕组电感电流的上升斜率增大,进而电流检测信号的上升斜率增大,较快的 电流上升斜率可提前达到给定的电流基准值,使占空比减小,快速实现了稳定输出电压的目 的。而在电压型控制电路中,由于仅监控输出电压,输入电压的变化只能通过所采样的输出 电压反映出来,所以调节过程比电流型控制要慢。2.改善输出负载电流的调节电流型控制能更好的改善输出负载电流的变化。若主输出负载电流迅速增大,主输出电 压也同步变

30、化,通过电压反馈环获得的误差电压信号立即减小,此时电流检测信号将提前达 到误差电压,使占空比减小,以适应负载变化要求,反之亦然。值得注意的是系统对负载电 流变化的响应速度和误差放大器的带宽有关。3.简化反馈环节的设计电流型控制时,电流控制内环即脉冲检测电路的峰值电流,用小信号法进行系统的稳定 性分析时, 会发现输出电感好像不存在, 电路像有一恒流源为负载电阻和输出电容提供电流, 开关变换器成为一阶无条件的稳定系统。一阶系统只有单个极点和 90°的相位滞后,消除了 输出电感带来的极点和系统的二阶特性,因而很容易不受约束而得到大的开环增益和完善的 小信号、大信号特性,简化了反馈环节的设计

31、,增强了反馈系统抗输入输出扰动能力,提高 了系统可靠性。4.自动消除变压器偏磁的能力偏磁主要发生在推挽式和全桥变换器电路,对反激式、正激式变换器而言,其变压器加 有气隙及磁恢复绕组,变压器的磁芯不会因严重偏磁饱和而产生电流尖峰而导致电路无法正 常工作。5.具有自动限流作用,可靠性高电流型对瞬态冲击电流的反向抑制作用及最大电流值限幅设定,使得通过功率开关管的 最大电流得到限制,因此电路的限流能力及抗短路冲击能力强,过载保护和短路保护措施得 到简化 6。虽然峰值电流型控制较好的解决了系统稳定性和快速性问题,但控制方法也存在一些不 足之处:(1当占空比大于 5%时,由于电感电流上升斜率不够大,但电感

32、电流中通常含有一些开 关过程产生的噪声信号,容易造成比较器的误动作,可能导致抗干扰能力差。(2该控制方法是电感电流的峰值而不是电感电流的平均值,并且两者之间的差值随着电 感电流的上升率和下降率的不同而改变。第 3章 开关电源的设计与硬件实现3.1方案设计高频开关电源以其体积小,重量轻变换效率高等优点被广泛用于计算机、通信设备、控 制装置及家用电器等电子设备中。目前各种新的电力电子器件、电磁材料、变换技术、控制 理论及软件被不断应用于开关电源领域来进一步提高效率,减小体积,降低成本,来满足不 断提高的使用要求。本设计中该电路输出功率为 20W ,输出直流电压为 +12V。可在交流输入电压 185

33、-265V 范围内自动稳压。交流电经整流滤波后,产生一个直流脉动电压,输入到变压器初级线圈的 一端和芯片的漏极。 D1和 VS1构成钳位保护电路,用来抑制功率器件开关时,由于变压器 漏感引起的尖峰电压的冲击,以保护功率开关管。 D2为输出整流管, C3为储能电容, L2和 C6组成功率开关管所需的偏置电压。 TL431并联稳压器内部集成了一个 2.5V 的精密基准电 压、 运算放大器和驱动器, 作次级基准误差放大器用。 输出电压经 R5、 R6分压取样后与 TL431的内部基准电压相比较,控制光耦的输入电流,光耦 IC2不仅对输入输出起隔离作用,而且 通过控制开关管控制极电流 I C 的大小,

34、 来控制输出脉冲宽度, 达到稳压的目的。 C2用来减少 输入电源引进的高频干扰。 R3和 C6用来滤掉来自光耦的噪声电流,并设定了自动重新再启 动的周期。 R2限定了光耦二极管的电流并限定控制回路的直流增益 7。附录是基于 TOPSwitch -II 芯片的单片开关电源的原理图。3.2TOPSwitch-II 芯片简介本文采用的控制芯片是美国电源集成公司生产的 TOPSwitch-II 系列芯片,该系列芯片具 有高集成度、高性能价格比、最简外围电路、最佳性能指标等优点 8。TOPSwitch-II 芯片外部有三个控制管脚,分别是 C(控制端 , D(漏极 , S (源极即电源 公共端,也是控制

35、电路的基准点。共有三种封装方式 TOP-220、 DIP-8、 SMD-8, 其引脚功能 如图 3.1所示。 图 3.1 TOPSwitch-II 的管脚封装图CONTROL 脚:误差放大器或反馈电流的输入端。该端的输入电流可控制占空比。芯片 内部连接于该端的分流式稳压器在正常工作期间能够为内部的电路提供偏置电流。该端也为 关闭触发器的输入端。 另外, 该端还可作为电源旁路、 自动复位启动 /补偿电容的外部连接端。 SOURCE 脚:芯片内部 MOSFET 功率开关的源极引出端, 也是初级侧电路的公共接地端, 或电源回零端,或基准参考点。另外,该端被芯片内部连接于自带的金属散热片上。DRAIN

36、 脚:芯片内部输出端 MOSFET 高压功率开关的漏极引出端。在上电启动期间, 该端通过内部的一个高压开关电流源为其内部电路提供偏置电流。芯片参数如表 3.1所示:表 3.1芯片参数Table3.1 Chip parameters TOPSwitch-II 内部结构如图 3.2所示,它主要包括控制电压源、带隙基准电压源、高压 电流源、振荡器、并联调整器 /误差放大器、脉宽调制器、门驱动级和输出级、过热保护及上 电复位电路、过电流保护电路、关断 /自动重启动电路。1. 控制电压源控制电压源主要用于向并联调整器和门驱动级提供偏置电压。它有两种工作模式,一种 是滞后调节模式,用于启动和过载这两种情况

37、,具有延迟控制作用; 另一种是并联调节模式, 用于分离误差信号和控制电路的高压电流源。2. 带隙基准电压源带隙基准电压源除内部提供各种基准电压之外,还产生一个具有温度补偿并可调整的电 流源,来精确设定振荡器频率和门驱动级电流。3. 高压电流源在启动或启动之后的调节模式下,高压电流源可经过电子开关给内部电路提供偏置,并 对控制端与源极之间的旁路电容进行充电。电源正常工作时,电子开关改接内部电源,并将 高压电流源关断。4. 振荡器内部振荡电容在所设定的上、下阀值电压之间周期性的线性充放电,产生了脉宽调制所 需要的锯齿波,与此同时还产生最大占空比信号和时钟信号。为减小电磁干扰,提高电源效 率,开关频

38、率设计为 100kHz ,通过调节基准电流可提高频率准确度。5. 并联调整器 /误差放大器并联调整器的作用是当加到控制端的反馈电流超过所需电流值时,通过并联调整器进行 分流,从而保证控制电压为典型值 5.7V 。误差放大器的通向输入端接 5.7V 作为参考电压, 输出端接一只 P 沟道场效应管,起缓冲放大作用。反相输入端接控制极反馈取样电压,误差 放大器的增益由控制端的动态阻抗设定。6. 脉宽调制器脉宽调制器是电流反馈式控制电路。它具有下述两层含义:(1改变控制端电流的大小, 能连续调节脉冲占空比, 实现脉宽调制。 D 与 I C 呈线性关系。 当 I C 上升时 D 就下降;反之左下降时 D

39、 就上升,成反比关系。(2差电压 Ur 由 R A 、 C A 组成的频率为 7kHz 的低通滤波器, 滤掉开关电压噪声后加至 PWM 比较器的同向输入端和锯齿波电压进行比较 , 产生脉宽调制信号 U PWM 。 U PWM 通过与门、或门 之后,可将触发器 I 置零 , 使 Q=0,把功率 MOSFTE 关断;而时钟信号再把触发器置位,使 Q=1,又使功率 MOSFET 导通,从而实现了脉宽调制信号的功率输出。时钟信号还起到同步 作用。7. 门驱动级和输出级门驱动级用于驱动功率管,按规定的开关频率在一定时间内导通。漏 -源极通态电阻与产 品型号及芯片结温有关。8. 过热保护及上电复位电路当芯

40、片结温大于 135度时, 过热保护电路就输出高电平, 将触发器置位并关断输出级。 此时 U C 进入滞后调节模式 U C 端波形也变成锯齿波。若要重新启动电路,需断电后再接通电 源开关,或将 U C 降至 3.3V 以下,再利用上电复位电路将触发器置零,使功率开关管恢复正 常工作。9. 过电流保护电路过电流比较器的反相输入端极限电压,同相输入端接功率开关管的漏极, I D 过大时,过 电流比较器就翻转,输出变成高电平,经过 D A2, D O ,将触发器置零,进而使功率开关管 关断,起到过电流保护。10. 关断 /自动重启动电路为了减少芯片的功耗,在电路调节失控时,关断 /自动重启动电路会立即

41、以 5%的占空比 接通和关断电源,故障排除后,控制电压又回到并联调节模式,此后自动重启动电源恢复正 常工作,启动频率为 1.2Hz 。 图 3.2 TOPSwitch芯片内部结构3.3功率要求和性能指标计算(1输入电压:Uac=220V(1±15% V(2输出电压:U O =12V(3输出电流:I O =1.67A(4输出功率:P O =20W(5输出电压频率:f =50Hz(6开关频率:100kHz(7电压纹波:±60mv(8电压调整率:S V =±1%(9电压效率:n =85%(10工作温度范围:T A =050(11损耗因数(指二次绕组损耗与功率总损耗的比值

42、:0.5最大占空比 Dmax 是设计电路的一个重要参数, 它对输出二极管的耐压与输出保持时间、 功率开关管、变换率和输出滤波器的大小等都有很大的影响。本设计中的 Dmax 选择 0.5,则 最大导通时间可算出为:T ON max=TS ×Dmax=10us ×0.5=5us在输入端先通过 EMI 滤波器来防止电磁干扰 9,能够有效抑制电网噪声提高电源的抗干 扰能力及系统的可靠性。在附录 A 中的电路图中 C1、 L1即为初级滤波器 整流桥额定的有效值电阻 R 应满足式:I BR 2I RMS (I RMS 为输入有效值电流输出整流电路如图 3.3所示,输出整流二极管的选择取

43、决于每个元件承受的最大电压, 承受的最大峰值下向电流及流过的平均电流和有效电流值。反激式功率变换器中所使用的输 出整流二极管主要在开关功率管截止期间导通,具有提供全部的输出负载电流的能力 10。 输出整流管宜采用肖特基二极管,肖特基二极管是利用金属和半导体接触产生的势垒作 用的二极管, 它是以多数载流子工作的, 因而在开关时没有少数载流子存储电荷和移动效应。 其压降低、正向导通损耗小,能提高电源效率。此外肖特基二极管反向恢复时间短,在降低反向恢复损耗以及消除输出电压纹波方面有明显的优势。本电源的输出滤波电容 C3选为220u/35V。图 3.3 输出整流电路1. 输出整流器的额定电流对于反激变

44、换器,在电流断续工作状态下,流过整流器的电流峰值为输出电流平均值的 3倍以上,因此在选择输出整流器时,应以输出电流平均值的 3-5倍作为输出整流器的额定电 流。2. 输出整流器的额定电压在电流完全断续工作状态下(整个输入电压范围内均工作在电流断续状态,输出整流 Uinmax 最高输入电压Dmax 最大占空比n 变压器变比最大占空比为 0.5,输入电压变化范围为 1.5倍时,输出整流器的反向电压峰值为输出电 压的 3.25倍,实际应用时可以选择5倍,这样输出 12V 电压,可以选定额定电压 60V 的肖 特基二极管。滤波电容、电感是组成滤波电路的重要器件。需要指出的是电容、电感通常不是理想的 电

45、容电感,“实际”电感和电容器还存在许多寄生参数。它们的实际结构图模型图分别如图3.4和图 3.5所示。图 3.4中的电感 Lsel 是由电容器的引脚电感与电容器两个极板的等效电感串联构成的。 等效串联电感及等效串联电阻的存在,使电容器的阻抗不再与频率成反比,当频率达到一定 值时,其阻抗将出现最小值,随后随着频率的升高,电容器将呈现感性,失去应有的作用; Resr 是由电容器的引脚电阻以及电容器极化损耗、电离损耗的等效电阻相串联构成的。当有 交流电流通过电容器, Resr 使电容器消耗能量, 其值是电容器品质因数的函数; RL 为并联泄 漏电阻,是介质材料电阻率的函数。在输出滤波器中,电解电容通

46、过的锯齿波电流频率一般 达几百 kHz 滤波电容的容抗与工作频率成反比。此时,电容器容量己不是主要指标,而电容 器的阻抗、等效电阻、等效电感等参数则是衡量其质量的重要依据。在低频时主要是容抗起 作用,而在高频时主要是感抗起作用。普通电解电容的介质电器性能温度特性、频率稳定性 较差,只适用于低频或要求不高的场合。为了得到较小的等效电感,可采用实心胆电容,或 用多个电容并联亦可 11。 图 3.4电容器的实际模型图 3.5为电感的实际模型图, R 为线圈绕组的铜线电阻, C 为绕组间的分布电容。 在电源 输出滤波中,滤波电感与滤波电容一起对整流后脉冲方波起平滑作用。从滤波电感的等效电 路看,滤波电

47、感的最高使用频率决定于等效电容和电感形成的并联谐振点。在高频工作状态 下,铁芯损耗大,需采用电阻率非常大的铁氧体磁芯。图 3.5电感的实际模型在功率 MOSFET 关断瞬间,高频变压器漏感会产生尖峰电压 VL ,另外在初级绕组上还 会产生感应电压 (即反向电动势 V OR ,两者叠加在直流输入电压上,加至内部功率开关管的漏 极上。这就要求功率开关管至少能承受 700V 高压,同时,如图 3.6所示,必须在漏极增加钳 位保护电路, 利用瞬态电压抑制器来吸收尖峰电压的瞬间能量, 使 V OR +VIMAX +VL <700V,保护 TOPSwitch-II 芯片不受损坏。将 V OR =15

48、8V, V IMAX =1.3×V ACmax =335V带入得 V L <200V。因此 应选择钳位电压为 200V 的钳位二极管, VS1采用 P6KE200型 TVS , Dl 采用 UF4005型超快 恢复二极管 (SRD。 在 MOSFET 截止瞬间, 初级极性则变为上负下正, 此时尖峰电压就被 VS1吸收掉 12。 图 3.6初级钳位保护电路 由于开关管频率较高, fs=100kHz,故选择 MOSFET 。考虑最坏的情况下, 功率管的最大 正向工作电压为 335V 。 由于嵌位二极管的作用功率管承受的最大反向截止电压仅为最大直流 输入电压 335V 。 流过功率管

49、的峰值电流为 I IP =0.48A, 流过功率管的电流有效值为 I RMS =0.42A, 电流平均值为 0.22A 。考虑裕量及二极管的反向恢复电流,同时,为减小通态损耗,在考虑 成本的情况下,可以适当选取较大电流定额。考虑余量选耐压 450V 以上的功率管。故选用 其电压定额 700V ,电流定额为 1.1 A的 TOP-223Y 。3.4 高频变压器的设计和绕制方法1. 磁心的选择通常 , 输出功率和磁心截面积的经验公式为 :t e P A . 0= (3.2式中 A e -变压器磁心的有效面积 ,cm 2P t -高频变压器的输入输出平均值 , 5.80O t P P 将值代入式中得

50、 :227.705.8020. 0cm A e = 因此选择 A e 值比较接近的 EE 型磁芯 , 它的 A e 为 1.19cm 2, 饱和磁通密度一般为 390mT2. 最低初级直流电压 U s 的计算开关电源工作的最恶劣情况为交流输入电压最低 , 负载最大的时候 , 对于单相交流输入 , 经 二极管整流 , 电容滤波后的直流电压 , 一般约为交流输入电压的 1.3倍 , 因此:V U s 2863. 1220=3. 工作时 B 的选择单端反激式变压器的工作磁通密度 B 一般取饱和磁通密度值的一半,即:mT B B 19523902s = B s -最大磁感应强度4. 初级匝数的计算由于

51、加在变压器上的电压波形是一个方波 , 在 MOSFET 导通时 , 变压器的伏秒值和初级的 匝数关系为:eon s p BA T U N = (3.3 式中 p N -初级匝数代入值 , 则(62119195. 05286匝 =p N 5. 次级匝数的计算由于该开关电源的输出为 +12V, 设整流二极管压降为 0.7V , 绕组压降为 0.6V ,则:次级绕组电压值为: 12+0.7+0.6=13.3V初级绕组伏 /匝数 =匝 /(.6462286V N U P s = 次级绕组匝数 =匝 (3.64.313 6. 辅助绕组匝数的计算根据手册 , 辅助电源的输出电压为 12V , 由于辅助电源

52、的电流不大 , 变压器绕组的压降可以 不计 , 所以只考虑整流管的压降 , 则:辅助电源的输出为:12+V 辅助绕组匝数为: (匝 43.712=N (1 平均输入电流的计算 A U P I s t s 82.0028685. 020=(3.4A T T I I on s s m 6.1051082.00=(3.5 式中 I m T on 时间内的电流H I T U L p 90006.101052866m on s =- (3.6 式中 p L 初级电感(2 气隙长度的计算p ep r g L A N L 2= (3.7式中 g L 气隙长度r 7104-A e 磁心面积 ,mm 2代入值

53、, 则:mm L g 64. 0.901196210427=- 7. 磁芯的气隙宽度 反激式开关变压器在每个开关周期中,首先是初级先储存能量,然后再传递到次级,能 量的储存其实是主要存储在气隙中,磁芯只起约束能量的作用。因此单端反激式变压器的磁 芯,通常要加气隙来解决磁通复位的问题,不但可使变压器稳定正常工作,还能增大电源的 输出功率,减小变压器的高频磁芯损耗及发热问题。高频变压器的结构如图 3.7所示。 N P 、 N S 、 N F 分别代表一次绕组、二次绕组和反馈绕组。 绕制高频变压器的顺序如下 15:1. 绕制一次绕组首先用 3毫米宽的绝缘胶带在骨架上缠绕一层, 然后缠绕两层 (共 6

54、2匝 5.20 mm 的漆 包线,但两层之间得加一层绝缘胶带,然后一次绕组外面再加一层绝缘胶带,作为一次绕组 与反馈绕组之间绝缘层。 图 3.7 高频变压器的绕组2. 绕制反馈绕组把 5.2的漆包线用双股并绕的方法绕 4匝,因为匝数少,要求均匀绕制,占满骨架, 以增加磁场的耦合程度、减小漏感。为提高绝缘性,在反馈绕组外面缠绕两层绝缘胶带,作 为反馈绕组与二级绕组的绝缘层。3. 绕制二次绕组用少 6.5mm 的漆包线双股并绕 3匝 (均匀绕制并占满骨架 ,最后在缠绕 23层绝缘 胶带,作为最外层的绝缘材料。1. 降低高频变压器损耗(l直流损耗 :高频变压器的直流损耗是由线圈的铜损耗造成的。为提高

55、效率,应尽量选择 较粗的导线,并取电流密度 J=410A/mm2。(2交流损耗 :高频变压器的交流损耗是由高频电流的集肤效应以及磁芯的损耗引起的。 高 频电流通过导线时总是趋向于从表面流过,这会使导线的有效流通面积减小,并使导线的交 流等效阻抗远高于铜本身的电阻。高频电流对导体的穿透能力与开关频率的平方根成反比, 为减小交流阻抗,导线半径不得超过高频电流可达深度的 2倍。比如,当 f=100kHz时,导 线直径理论上可取 .4=mm 。但为了减小集肤效应,实际可用更细的导线多股并绕,而不 应用一根粗导线绕制。2. 减小高频变压器的漏感在设计高频变压器时必须把漏感减至最小。因为漏感愈大,产生的尖

56、峰电压幅度愈高, 漏极钳位电路的损耗就愈大,这必然导致电源效率降低。减小漏感可采取以下措施:(l减小初级绕组的匝数;(2增大绕组的宽度 (例如选 EE 型磁芯,以增加骨架的宽度 b ;(3增加绕组的高、宽比;(4减小各绕组之间的绝缘层;(5增加绕组之间的耦合程度。另外,为减小漏感,绕组应按同心方式排列。当次级匝数很少时,为了增加与初级的耦 合,宜采用多股线平行并绕方式均匀分布在整个骨架上,以增加导线的流通面积。在开关电源的工作过程中,绕组的分布电容反复被充、放电,其上的能量都被吸收掉了。 分布电容不仅使电源效率降低,它还与绕组的分布电感构成 LC 振荡器,会产生振铃噪声。 初级绕组分布电容的影响尤为显著。为减小分布电容,应尽量减小每匝导线的长度,并将初 级绕组的始端接漏极,利用一部分初级绕组起到屏蔽作用,减小相邻绕组的耦合程度。 3. 抑制高频变压器音频噪声高频变压器 EE 或 El 型磁芯之间的吸引力, 能使两个磁芯发生位移 ; 绕组电流相互间的引 力或斥力,也能使线圈产生偏移。上述因素均会使高频变压器在工作时发出音频噪声。 10W 以下单片开关电源的音频噪声频率约为 10kHz 20kHz