基于电流解耦的异步电机V_F控制补偿方法

1、第35卷 第10期2007年 10月 华 中 科 技 大 学 学 报(自然科学版J. H uazhong U niv. o f Sci. &T ech. (N ature Science Editio n V ol. 35N o. 10 O ct. 2007收稿日期:2006 07 20.作者简介:罗 慧(1976 , 女, 讲师; 武汉, 华中科技大学控制科学与工程系(430074. E mail :key luo263. net基于电流解耦的异步电机V/F 控制补偿方法罗 慧 王庆义 尹 泉 万淑芸(华中科技大学控制科学与工程系, 湖北武汉430074摘要:针对异步电机恒压频比(V

2、/F 控制低速性能不理想的问题, 提出了一种新颖的定子电阻压降的补偿方法. 该方法在对定子电流进行解耦的基础上, 根据异步电机低频运行时简化的等值电路和矢量图, 采用一种基于力矩电流的标量补偿方法对定子电阻压降进行补偿, 并结合转差频率补偿, 以实现电机低频时的自动转矩提升. 该方法有效改善了异步电机V/F 控制时的低速性能, 保证低频运行时依然能获得额定磁通和相应的转矩. 基于Saber 软件的仿真结果表明:采用补偿方法后, 电机能够带额定负载稳定运行在2H z 工况下, 电机的带负载能力有明显的提高, 补偿后的机械特性略有上扬.关 键 词:异步电机; 恒压频比控制; 转差频率补偿; 定子电

3、阻压降补偿; 定子电流解耦中图分类号:T M 301. 2 文献标识码:A 文章编号:1671 4512(2007 10 0060 04A study on compensation of the V/F controlled induction motordrives based on decoupled stator currentL uo H ui Wang Qiny i Yin Quan Wan S huy un(Department of Co ntr ol Science and Engineering , H uazhong U niversity o fScience and

4、T echno lo gy , Wuhan 430074, ChinaAbstract :A novel compensation metho d for the current resistant stator voltage drop is presented in the paper to improve the perform ance o f the V/F controlled induction motor drives. Accor ding to the simplified per phase equivalent cir cuit and vector diag ram

5、of inductio n mo to r in low frequency , the slip frequency and current resistant stator voltage dr op are estimated and compensated based on flux and to rque co mpo nent of the stator current in the rotor flux oriented reference frame to bo ost the torque and keep the stato r flux constant. T he co

6、mpensation m ethod can im pro ve the per for mance of the V/F controlled inductio n m otor drives in low frequency reg ion. The sim ulation result show s that, by using the proposed method, the speed can be contro lled dow n to 2H z w ith full load torques.Key words :induction mo to r; V/F (voltage/

7、frequency control; slip com pensatio n; stato r resistancecompensation; stator curr ent decouple与矢量控制13相比, 恒压频比(V/F 控制具有简单、可靠、低成本等优点, 在交流调速领域得到广泛的应用. 但是传统的V/F 控制在低频运行时, 由于受到定子电阻压降、转差频率和死区等因素的影响, 会导致气隙磁通幅值变小、电机带负载能力差、稳态精度低等问题. 本文提出了一种新颖的基于定子电流解耦的补偿方法, 可有效地改善异步电机V/F 控制时的低速性能. 基于Saber平台的半物理仿真结果证明, 采用该补

8、偿策略可以获得良好的低速带负载能力.1 整体控制方案本文提出的整体方案如图1所示. 系统在传统V/F 控制的基础上加入了3种补偿:转差频率补偿、定子电阻压降补偿和死区补偿4. 图1 系统整体结构框图图1中, *r 是给定转子转速; sl 是估算的转差频率; e 是同步角频率; T e 是估算转矩; i s d 和i s q 分别是励磁电流和力矩电流; E *s 是定子反电动势的给定值; U b 是补偿电压; e 是同步角; U s 和I s 分别是定子电压矢量和定子电流矢量; U *s 和U *s ! 分别是给定电压的静止坐标系轴分量.2 转差频率补偿异步电机运行时, 为了产生足够的转矩以驱动

9、负载, 必须产生转差频率 sl . 额定工况时, 转差频率约为额定频率的1%到5%.V/F 控制时, 电机若运行在中高频率段, 与同步频率 e 相比, 则转差频率 sl 很小, 可以忽略不计; 电机若运行在低频率段, 转差频率 sl 与同步频率 e 相比, 则转差频率 sl 不能被忽略, 必须进行补偿, 否则电机带载启动时会堵转.本文在分析电机动态模型的基础上, 提出了一种基于估算转矩T e 和励磁电流i s d 的转差频率补偿策略.在转子磁场定向的同步旋转d q 坐标系内, 转差频率 sl 和电磁转矩T e 之间的关系可表示为T e =(n p /R r L 2m i 2s d sl , 式

10、中:n p 为极对数; R r 为转子电阻; L m 为互感. 由此, 转差频率估算值 sl 可以表示为 sl =T e R r /(n p L 2m i 2s d .为估算转差频率 sl , 还需要估算电磁转矩T e 和励磁电流i s d . 电磁转矩估算值T e =(3n p /2 (s i s ! -s ! i s , 式中i s , i s ! 和s , s ! 分别为定子电流和定子磁链在静止 ! 坐标系中的投影量,s =(us-R s i s d t, s != (us !-R s i s ! d t,其中:R s 为定子电阻; u s , u s ! 为定子端电压在静止 ! 坐标系

11、中的投影量. 为了克服纯积分的直流漂移问题, 采用文献5提出的基于坐标变换的双限.要将定子电流解耦为励磁电流i s d 和力矩电流i s q , 必须将同步旋转d q 坐标的d 轴定向在转子磁链矢量r 上. 为了估算转子磁链角 r的正、余弦值, 先要估算转子磁链r =(L r /L m s -#L s i s ;r ! =(L r /L m s ! -#L s i s ! ,式中:L s 和L r 分别为定子电感和转子电感; 漏感系数#=1-L 2m /(L s L r . 然后就可估算转子磁链角 r的正、余弦值:co s r =r /(2r +2r ! 1/2; sin r=r ! /(2r

12、 +2r ! 1/2. 定子电流i s , i s ! 经过Park 变换, 就可求出励磁电流i s d 和力矩电流i s q , 即i s d =i s co s r +i s ! sin r; i s q =-i s sin r +i s ! cos r. 求出T e 和i s d 后, 就可以估算出 sl . 由于V/F 控制属于开环控制, 对快速性要求不高, 因此对所有的直流量, 如T e , i s d , i s q 和 sl 都引入了低通滤波器, 以消除高频抖动.3 定子电阻压降补偿V/F 控制时若电机运行在低频段, 定子端电压主要消耗在定子电阻上, 则会导致气隙磁链幅值变小.

13、补偿定子电阻压降是为了保证低频时依然能获得额定磁通和相应的转矩. 值得一提的是, 低频时因为定、转子漏感很小, 可忽略不计, 所以气隙磁链、定子磁链和转子磁链的幅值可认为近似相等. 因气隙磁链不易观测, 故一般只观测定子磁链.通常有两种补偿定子电阻压降的方法:矢量补偿和标量补偿. 矢量补偿是按照物理量之间的三角关系来计算定子电压给定值的6, 从幅值和相角两方面来修正定子电压. 矢量补偿虽然准确, 但是定子电流矢量和定子电压矢量之间的夹角不易获得, 且计算复杂, 难以实现. 标量补偿只修正定子电压矢量的幅值, 即U s =E *s +U b , 式中:E *s是定子反电动势的给定值, 由频率给定

14、值和压频比相乘产生; U b 是电压幅值的补偿量, 通常令U b =I s R s . 但工程实践表明这种补偿方法容易导致磁通饱和, 电流增大, 而电机的带负载能力没有明显提高, 尤其当负载突降时, 定子磁通饱和现象更明显, 所以这种标量补偿策略容易导致过补偿. 本文提出了另外一种新颖的标量补偿策略, 即U s =E *s +U b =E *s +R s i s q ,i s q .61 第10期 罗 慧等:基于电流解耦的异步电机V/F 控制补偿方法链恒定时, 转矩电流与负载转矩成正比, 即T e =n p (L m /L r r i s q , 因此这种基于转矩电流的补偿方法是一种前馈补偿.

15、图2(a 是异步电机的单相等值电路, 图2(b 图2 异步电机等值电路和矢量图是同步旋转坐标系内对应的矢量图7, 8, d 轴位于转子磁链矢量r 上. 当电机运行在极低的频率时, 转子漏感对应的反电动势E r l 很小, 可忽略不计, 所以图2可以简化为图3. 图3(a 为异步电机低频运行时单相等值电路图, 图3(b 为简化后的电路和矢量图. 由图3(b 可见, 气隙反电动势图3 异步电机低频运行时简化后的等值电路和矢量图E m 与转矩电流i sq 同向, 所以采用本文所提出的定子电阻压降补偿策略, 可以直接补偿气隙反电 .4 仿真结果利用Saber 软件对上述方案进行了半物理系统仿真. 仿真

16、所用的电机参数为:额定功率2. 2kW, 4极, 50H z, 线电压380V, 定子电阻2. 804, 转子电阻2. 178, 定子自感330mH , 转子自感330m H , 定转子互感319. 7m H , 转动惯量0. 03kg m 2.首先, 对传统的V/F 控制策略进行了仿真. 图4是给定频率为2H z 、电机带额定负载15N m 启动的仿真结果. 由图4可知, 转子角速度稳定在0. 019rad/s, 接近于零, 分析原因如下:电机的额定磁通约为1Wb, 而低频时磁通降低到约0. 5Wb, 如图4所示, 仅为额定磁通的50%.因为, 电机的输出转矩为磁通矢量与电流矢量的叉乘, 所

17、以仅采用传统的V/F 控制策略, 无法获得理想的低速带负载能力.图4 传统V/F 控制时, 电机带额定负载运行(给定频率2H z 仿真波形然后, 将本文提出的基于解耦电流的补偿方法应用到V/F 控制中, 得到仿真结果如图5所示. 图5中给定频率为2H z 、电机带额定负载15N m 启动, 在1. 5s 时负载突减到7. 5N m. 对于两对极异步电机而言, 给定频率为2H z 时, 转子输出的机械角频率应该为6. 28rad/s. 由图5可见, 负载变化前, 电机的磁通幅值保持在额定值1Wb 左右, 转子机械角速度为9. 4rad/s(即2. 99H z . 在1. 5s 时, 电机负载转矩

18、突减为额定负载的一半, 电机的磁通和转子转速都突然变大,但经过一个周期的调节, 磁通幅值很快又回复到额定值, 转子转速稳定在7. 8r ad/s(即2. 48H z.仿真结果表明:采用本文提出的补偿方法后, 即使目标频率为2H z, 电机也能够带额定负载稳定运行, 电机的带负载能力有明显的提高, 补偿后62 华 中 科 技 大 学 学 报(自然科学版 第35卷 图5 采用本文提出补偿方法的V/F 控制时, 电机带额定负载运行仿真波形的机械特性略有上扬. 总而言之, 该方法具有调速范围广, 输出转矩大、实现简单等优点.参考文献1Blaschke F. T he principle of fiel

19、d or ientatio n as a pplied to the new tr ansv ecto r clo sed loo p contro l sys tem fo r r otating field machinesJ. Siemens Review, 1972, 34(5 :217 220.2闵 松, 罗 慧, 万淑芸. 基于有监督单神经元的交流调速控制算法研究J.华中科技大学学报:自然科学版, 2002, 30(10 :72 74.3赵 金, 万淑芸, 何顶新. 基于模糊逻辑的感应电动机直接矢量控制系统J.华中科技大学学报:自然科学版, 2004, 32(6 :49 51.4L eg g ate D, K erkman R