通信电子电路第六章

1、何丰 主编人民邮电出版社授课 曾浩重庆邮电大学非线性电子电路（通信电子电路）第六章 幅度调制与解调6.1 概述6.2 普通调幅和解调的基本性质及电路分析6.3 双边带调幅和解调的基本性质及电路分析6.4* 单边带调幅和解调的原理及实现方法6.5* 残留边带调幅和解调的原理及实现方框6.6 信号目标与电路的形成 在频带通信系统的传输中，总存在着一类称为调制和解调的电路。这类电路使得各种原始信息在同一时间内利用同一信道空间进行多路通信成为可能；同时，它也是长距离无线信息传送的基本方法。本章介绍的幅度调制和解调就是其中的一种模式。6.1 概 述 幅度调制也称为调幅，相应的解调称为检波。调幅与检波应同

2、时存在于同一通信系统中，并满足一一对应的关系。就目前来看，调幅可以分成四种类型：1. 即普通调幅，简记为AM；2. 双边带调幅，简记为DSB；3. 单边带调幅，简记为SSB；4. 残留边带调幅，简记为VSB。 对时域的理解有利于区别调幅和调角的差异；但对于区分不同调幅的产物调幅波（也称已调波）则是不够的。从频域角度来看，可以理解为将基带信号频谱搬移到高频载波频率附近的线性频谱搬移。 解调的作用是从已调波中还原一个与原基带信号变化规律一致的电信号。6.2 普通调幅和解调的基本性质及电路分析 为便于讨论，我们设高频载波为：（6-2-1）式中，VCM称为载波振幅，c为载波角频率， 为载波的初相，它们

3、均为常数。 同时，我们设基带信号为v(t)，通常也叫做调制信号。它代表需要传送的信息。 普通调幅是指调制信号按某一特定方式去控制高频载波振幅的调制过程。相应的调制电路应具有和两个输入信号，一个输出已调波信号。具体说来应表示为：（6-2-2）式中，K、K0均为常数。它们表示电路在完成调制过程中形成的转换比例， K的单位为1/伏。 。 但是，满足式（6-2-2）的波形并不一定是AM波。为了进一步认识AM波的特殊性，我们令：（6-2-3） 一个实际的AM已调波，在时域内的任一瞬间均应满足下式：（6-2-5）（6-2-4）即： 为了说明实际AM波满足式（6-2-5）的程度，我们定义一个无量纲的调制指数

4、m，其定义如下：（6-2-6）式中，a(t)max和a(t)min分别指a(t)的最大值和最小值。 结合式（6-2-4），可以得出如下结论。当m大于1时，式（6-2-5）是不成立的；当m在1和0之间时，式（6-2-5）是成立的。通常我们称m=1为百分之百的调幅。 图6-2-1表示了不同m条件下，满足式（6-2-2）的波形。 无论m是否大于1，我们都将式（6-2-2）的最大值连成的光滑曲线（如图6-2-1所示的波形上的虚线）称为上包络，将最小值连成的光滑曲线称为下包络。 如设v(t)加直流的频谱为F(j)，最大角频率m，则已调波的频谱为：（6-2-7） 结合图6-2-2，可以看出：只有当成立时，

5、基带频谱与已调波频谱在调制电路的信号空间中不会重叠，基带频谱结构与已调波频谱结构之间存在某种线性搬移关系，即已调波频谱结构中的某些部分完全与基波相同。 为了与后几节要讲的其它调幅相区别，我们常将普通调幅波记为VAM(t)或 iAM(t)。 由频带定义可知， VAM(t)频带为调制信号的两倍。此外，在频谱中，常将大于 小于 以及大于 小于 的频谱分量一起称为下边带。把大于 和小于 的频谱分量称为上边带。不难看出，AM波的上边带能独立地反映原调制信号的频谱结构，下边带也有类似情况。例题6.2.1 已知调制信号为单音 时， AM已调波振幅峰值a(t)max =1.9V、振幅谷值a(t)min =0.

6、6V，K=0.91/V。求已调波载波分量的振幅Vm0， 原调制信号振幅Vm以及调制系数m。解：由式（6-2-3）可得：联立解得：V，V那么：V由式（6-2-6）得： 现在我们讨论式（6-2-2）的电压波作用于电阻R时得平均功率。 设v (t)=V mcos( t) ，则R上得瞬时功率为：(6-2-8)(6-2-9)又由于=c，所以R上得平均功率为：式中：(6-2-10)(6-2-11) 由式（6-2-2）可以看出，AM波中的载波分量单独作用于R上的平均功率，正好与式（6-2-10）的相等。因此可称为载波功率。同样，式（6-2-11）表示的正好与单独作用R时的平均功率相等，因而被认为是上、下边频

7、的总功率。6.2.1 AM波调制电路分析 调制电路按输出已调波功率的大小分为高电平振幅调制电路和低电平振幅调制电路两大类，如图6-2-3所示。1. 高电平调制技术 高电平调幅的基本电路是高频谐振功率放大器，但它与功放的差异在于加到功放的电源（包括信号源）方式比较特别。如在直接的模拟调制时，采用的具体作法是：a) 将功放的输入信号源用一等幅、等频的载波信号代 替。b) 将功放的直流电源用一个变化较缓的、受调制信号 控制的电源来代替。代替的具体方法与选用的电路 有关。（1）直接的模拟调制电路 这类电路大体有三种基本类型。它们分别是：基极调幅电路、集电极调幅电路、以及D类调幅电路。（一）C类基极调幅

8、电路 基极调幅原理电路如图6-2-4（d）所示，图中通过电容实现各种频率信号的相互隔离。其中，C2对包括调制信号在内的交流信号接近于短路；C1对载波信号短路，对调制信号和直流接近于开路；C3为交流旁路电容。若为单音调制，三极管BE端的电压可表示为：（6-2-12） 根据的实际情况，可认为在载波的若干个周期内，基本上是一个不变的常数。因此，可将这一电路看成是输入信号为、直流偏压缓慢变化的丙类谐振放大器。 由以上分析，可以定性得出此调幅电压的特点如下：第一、由于此电路总是工作在欠压区，因而集电极效 率不可能很高。第二、由图6-2-4（b）可知：当靠近过压区时，随增 加而增大的数值略为减缓，在较小时

9、，又会出 现下降不足的情况。由此，在变化范围较大时， 电路输出电压的波形与理想AM波形是不可能一 致的，这就是常说的调制非线性。第三、由于调制信号是加于管子输入回路的，因此电 路所需信号源的输出功率（常称调制功率）较 小。 正是由于上述三个特点。基极调幅一般只是在输出AM波功率要求不太大、发射机性能要求不很严时用作高电平调制电路。（二）C类集电极调幅电路 集电极调幅原理电路如图6-2-5（a）所示。图中的C2对包括调制信号在内的交流信号起旁路作用；CC只对c附近及其以上频率的信号旁路，对则是开路；CB为交流旁路电容。若为单音调制，CC的电压为： （a）电路 （b）丙类功放特性 图6-2-5 C

10、类集电极调制（6-2-13） 图6-2-5（b）为变化时，引起C类功放改变的特性曲线。若我们将定于过压区的中点，则可利用与的关系实现AM调制。此调制电路具有如下特点：第一、由于调制电路中与直流电源是串联的关系。因 此，流过的电流较大，要求信号源提供的功率 也较大。第二、由于此时电路工作于过压区，因此集电极效率 比基极调幅电路高得多，可以证明它与C类功 放在临界时得效率基本相等（见第三章习题8）。第三、若考虑到三极管输出电压对输入特性的影响（ 可参见低频电子电路得分析），即增大时减小， 以及三极管输入回路变压器的串联损耗电阻。 我们可得出：当增大时，三极管B、E端的直 流正向压降将会增大。这一增

11、量正好可部分克 服增大过程中，由图6-2-5（b）特性得到的增 量不足的缺陷。第四、 正是由于C类集电极调幅的第三个特点，我们 可以制作较为实用的集电极-基极双重调幅电路。（三）D类集电极调幅电路 这种调幅的原理电路如图6-2-6所示。其中C1为交流旁路电容；C2对c分量短路，对和直流应看成是开路。这样，在单音调制时，应为：（6-2-14）若将此式带入D类功放的表达式中，可得：（6-2-15） 与C类集电极调幅一样，D类调幅也需要较大的调制信号功率。此外，由于D类功放的效率较高，D类调幅电路的集电极效率比C类高，电路可靠性也优于C类。 就目前情况而言，大致有三种方式进行的功率放大，框图如图6-

12、2-7所示。（2）* 间接的数字调制电路（DAM） 数字调幅（DAM）是近年才出现的一种模拟调制技术，其主要优点在于它的整机效率可达到86%，其中高频功放的效率在90%左右，它的指标也有明显的优越性。 这种电路的结构如图6-2-8（a）所示。其中A/D和开关控制形成电路是属于脉冲数字电路的内容，这里不作具体分析。图中的PA为载波功率放大单元电路，其输出要么为零，要么就为等幅的载波信号 图6-2-8（b）的波形是由多个同相PA输出波经叠加（或称合成）得到的，PA的个数不同，输出的幅度就不一样。如将PA的个数按图（b）信号的大小进行定时的调整，就可使输出波（c）图所示的包络与调制信号的变化规律近似

13、一致。由数字信号形成理论知道：PA数量调整的时间越短，PA的数目越多，则越接近理想情况，图（a）中的带通滤波器就越容易实现。 图6-2-9（b）是PA的一个电路原理图。它相当于一个可控高频D类功放，属于电压开关型。 一旦控制电压满足下式：（6-2-16） 输入激励就加不到场效应管T2或T4上，即不能完成T2和T4的开关动作。这时输出始终处于关断状态。 当控制电压满足下式时：（6-2-17） 输入激励将不受VD5 、VD6支路的影响，直接加于T2和T4的栅源之间。只要Vs为足够大的方波，T2和 T4的漏源间就会轮流导通，近似为轮流短路。 当满足式（6-2-17）时，电路的工作情况如下： Vs大于

14、VGsm，T1和T4漏源间被接通，T2和T3漏源间被断开，因此VoVDD。如Vs-小于VGsm ，则T1和T4断开，T2和T3接通， Vo-VDD 。可见，在的方波作用下，可在 由此可见，的大小是T2和T4能否能工作的先决条件。因此，这里的可以起到图6-2-9（a）所示的开关控制信号的作用。输出变压器次级上得到一个幅度约为2VDD的方波电压。这一方波在幅度上远大于Vs ，方波的周期应与输入方波周期一致，电路输出的功率比输入信号源大。2. 低电平调幅电路（MC1596） 低电平调幅的基本原理是利用信号分析中的频谱位移理论实现的。具体说来是将与载波信号通过时域内的乘法器来实现。 现在以MC1596

15、集成乘法器为例，就其使用条件作简单的分析。图6-2-10（a）为MC1596的内部原理电路，（b）为MC1596构成的普通调幅电路图。 利用5.3.1节式（5-3-9）的原理可以证明，在正常使用条件下，（b）图的Vo(t)可表示为： （a）双重差分对MC1496/MC1596 b）MC1596的外接电路 图6-2-10 AM调幅电路（6-2-18）式中，A为乘法电路的比例常数，其大小取决于负载网络和6、9端外接的3.9K电阻等元器件。V14d和V78d分别为加于集成电路1、4脚间和8、7脚间的差模电压。A（b）图电阻R5为MC1596中T7、T8提供了处于放 大状态的基极偏置它的大小改变可使（

16、a）图中的 I0数值不同，其关系为：（6-2-19） 一般情况下I0为1mA左右，不能太大和太小。此外 ， T7、T8发射极电阻有抑制I0 温漂的作用。B（a）图中T5和T6应工作于小信号放大状态，图（b） 1、4端的瞬时最小电压、应满足： （ 6-2-20）（6-2-21） 从电流角度考虑，T5、T6发射极电流不应小于I0/3。若过小，则交流变化范围过大，输出波中与谐波分量有关的频率成分会增强。由此，在T5、T6忽略，即：（6-2-22）条件下，输入差模信号v1.4d的最大值应限制在：（6-2-23） （b）图中的50k可调电阻在1、4端各分得R1和R4的阻值，则可将原图部分电路的近似等效电

17、路画成图6-2-11。考虑到IVEEI较大，51较小，以及T5、T6的较大值，可以认为1、4端的共模电压为：（6-2-24） 又考虑到R =1k的值较大，加于1、4端的差模电压为：（6-2-25）在R=0时，（6-2-26）在R=25K时，在R=50K时，（6-2-27）（6-2-28） 由此可见，R4的改变，会引起V1.4d中的直流分量变化，进而影响了V的允许变化范围。 另外，如果考虑到很大时，可允许有比式（6-2-23）更宽松的条件，则的最大振幅还可以适当加大些。C 图6-2-10（b）采用了一个51的电阻为8脚提供 直流通路。但由于51的阻值较小，其上的直流 压降可忽略不计。这时有：（6

18、-2-29）（6-2-30）（6-2-31） 很明显，在保证T5、T6管工作于放大区条件下，7、8端的电流变化范围是可观的。D 若将式（6-2-25）和式（6-2-30）代入式（6-2- 18）后，可得出以下两个结论。第一、Vo(t)与温度T有关。第二、 Vo(t)中含有与Wc谐波分量有关的项。E 由于调制AM波时，必需满足，因此01的情况）。 第二、频域内，有载波的DSB波频谱图与AM波类似，只是Wc分量的强度较弱。无载波的DSB波频谱中则完全没有Wc分量存在，而其它分量与有载波时的一样。6.3.1 DSB波调幅电路分析 在时域内，DSB波VDSB(t)不总能保证KV(t)+K10成立。由此

19、，在AM调制中采用的高电平直接模拟调制电路在这里就不适用了。1. 由MC1596构成的调制电路 图6-3-1为采用MC1596实现DSB波的部分电路（C为耦合电容），其余部分与图6-2-10（b）相同 由图6-3-1可知，当集成块的1、4端直流电位相等，即1、4端的压差可写为：(6-3-2)代入式（6-2-18），有：(6-3-3) 通过数学分析，会发现在V8,7d=Vc(t)条件下，能很方便地实现DSB/SC波。2. 二极管环形调制器的特殊分析 图6-3-2（a）是利用二极管构成的环形调制器的原理图，（b）为相应的实用电路。 设Vc(t)的振幅远大于V(t)的最大值，变压器为理想变压器，二极

20、管的导通电压等于零，导通电阻等于RD（如图6-2-18（b）的特性）。 只有当时Vc+ V0时，D1管才导通。又由于有Vc的振幅远大于|V|max的条件，所以D1的导通时间接近于Wc的半个周期（可参考图6-2-14（b）中A、B两点间的时间差分析），即在时Vc0时， D1才导通。由图中Vc、V、Tr2、D4构成的回路可知，D4的导通也是在Vc0的条件下才成立。同理可得，D2、D3的导通时间与VcBmax（B的最大可能值）时，式（6-4-10）可近似为：（6-4-12） 同一条件下，有 0。即式（6-4-9）可变为：（6-4-13） 可见，在近似情况下，包络解调可以用于大载波的SSB信号解调。我

21、们称这种SSB波为兼容的单边带信号，简记为SSB-LC。6.5* 残留边带调幅和解调的原理及实现方框 残留边带调幅可简记为VSB，它特别适用于低频分量丰富的调制信号。VSB已调波的带宽介于DSB和SSB之间，实现方法常采用与单边带相似的滤波法。滤波器的频率特性H =|H(jw)|如图6-5-1（b）的虚线所示，图中实线为DSB信号的频谱FDSB(w )=|FDS(jw )|。（a）方框图 (b) 频谱图 图6-5-1VSB实现 我们从解调的角度出发，具体给出H =|H(jw)|在数学上的限制条件。 首先，设含载频DSB波的频谱（式（6-2-7）如下：（6-5-1） 经VSB调制电路中的边带滤波

22、器后，信号频谱变为：（6-5-2）这时，如采用同步解调，则解调后的低频信号频谱为：（6-5-3） 由此，我们可以得出：只有当下式成立时，上述调制中得滤波器才是合理的。实常数（6-5-4） 但如考虑到式（6-5-3）中F(jw)的频率范围，则H(jw)只要能在-mw+m范围内满足式（6-5-4）的要求就行了。图6-5-2表示了满足式（6-5-4）的一种H(jw)频率情况。例题6.5.1 设有一个双音频的调制信号如： ，相应的含载频的DSB波可表示为： 那么，我们可在满足式（7-5-4）的条件下，确定一个包含上边带和部分下边带（与图6-5-2所示不一致的）的VSB波表达式。 式中，k为比例常数，c

23、oswct前的1/2、cos(wc-3)t前的1/5、cos(wc+3)t前的4/5均是由H(jw)来决定的。 接收时，通过同步信号coswct ，在乘法器中与相VVSB(t) 乘后，可得： 经低通滤波器滤除高频无用成分，可得： 显然，将此信号去掉直流分量后就可得到原调制信号。 通过以上分析，我们对VSB波有了一个较完整的印象。从VSB的调制来说，最关键的是VSB的边带滤波器。图7-5-3给出了一个模拟电视发射机残留边带滤波器的组成方框图。其中，滤波器均采用椭圆函数滤波器。高通滤波器由四个串联谐振网络组成，低通滤波器由四个并联谐振网络组成。全通群延时（参见习题6-10）校正器采用6个有源可变群延时校正电路，来校正滤波器的相移不均匀性。图6-5-3电视发射机VSB滤波器组成 上述三部分组成的滤波器将电视图象调制器输出的、以37MHz为载频的图象信号下边带全部（频宽为6MHz）、以及上边带部分（频宽为0.75MHz）取出，形成了VSB波的图象信号。