一种LLC谐振变换器的直流端二次纹波抑制方法

1、一种LLC谐振变换器的直流端二次纹波抑制方法1.引言全球电动汽车产业飞速发展，电池储能系统在电力系统的应用也日益广泛，这使得电池 充电装置成为研究热点1。两级式AC-DC-DC变换器具有控制灵活，能同时兼顾电池充电 性能和电网电能质量的优点，广泛应用于电池充电场合2，其系统结构如图1 所示。如图1所示，单相AC-DC变换器的瞬时输出功率中含有两倍电网频率的交流分量3， 这个脉动频率会对DC-DC变换器的输出造成影响4。文献基于DC-DC变换器线性交流 小信号模型研究了低频纹波的产生及传递机理。文献6在文献5的基础上，提出了一种基 于电流反向增益传递函数的方法来分析电流低频纹波问题。电池对充电电

2、压精度要求很高7。因此，在前级为单相的两级式AC-DC-DC变换系统 中，必须对二倍频纹波进行抑制，以保证输出电压的高精度和低纹波。文献6总结了对两 级式AC-DC-DC变换器进行协调控制抑制二倍频功率波动的方法，包括：(1)由第三方储能 装置提供二倍频脉动功率8，这种方法增加了变换器和电路端口，使电路本身和控制均较 为复杂，也增加了系统的体积和成本。 (2)由电池提供，文献9通过约束燃料电池输出阻抗 来满足较严格的纹波限制，实际应用有一定局限性。 (3)允许该脉动功率出现在中间直流母 线，由储能元件提供。方式(3)可分为无源和有源两类，文献10中采用较大的电解电容来平 滑母线电压波动，增加了

3、系统体积和重量。文献11在电路中插入LC谐振网络，用于平衡 脉动功率，可以有效减小中间母线电容值，但由于加入了额外电感，系统体积和重量仍会受 限。文献中采用平均电流控制对DC末端电流二次纹波进行了抑制，但纹波抑制效果依 赖于变换器控制带宽的设计6。本文基于信号调制解调的思想，以LLC谐振变换器为研究对象，分析了二次纹波电压 在DC-DC变换器中的传递机理。采用了 PI+PR控制器对LLC谐振变换器输出电压的二次 纹波进行了抑制，使输出电压整体纹波幅值减小，从而能够在不增加直流母线电容的前提下， 改善了电池充电电压质量。2.LLC 谐振变换器中二次纹波的传递全桥LLC谐振变换的电路结构如图2所示

4、。其中，vdc为直流母线电压，v2为直流母 线上的二次纹波，vo为输出电压。Lr和Cr分别为谐振电感和谐振电容。T为降压变压器， 其变比为np: ns1: ns2,其中ns1= ns2, Lm是变压器励磁电感。S1， S2, S3和S4为开关管， D1 和 D2 为输出整流二极管。 Co 为输出滤波电容。 Ro 为电阻负载。1.1 开关网络对二次纹波的影响设LLC谐振变换器的直流母线上二次纹波电压的表达式为：v:(r) = V、siii2r梵中坯为二次纹波诵值，成示电网角频率Q 输入匕（f）经过开关电路，可等效为个频率为LLC谐按变换器开关频率人幅值为1的正负方波信 号$0）对巾（F）逬行采样

5、“方波信号s（）的丧达式为二1S1S=-12Z-/i变成r(2fc+7)ft)52(iB根据以上分析.开关网络对100Hz的低频信号进 行J高频调制，二次纹波分虽被调制到了开关频率及 更高频段。1.2谐振网络对二次纹波的影响LLC谐振变换器有两个谐振频率，-个是由谐振 电感厶与谐振电容G构成的谐振频率忌-个是由i皆 振电感厶和励磁电感Zm之和与谐振电容G构成的谐 振频率九，显然有K苗LLX谐掠变换器通常工作 在高于名的高频段,随若开关频率云的增加，变换器 的増益逐渐下降，起到调压的作用。根据LLC谐扳网络的阻抗分压关系，可得到其传 递函数为=q(s =门1比白丄点乜&十ZJ十込乂2其幅频特性为

6、：|g(j)| =f |g(j)| =f 讥(人 +(1一l 丿其中n=n7:地1二二刀p：仏根据LLC谐撮变换器幅频 持性可胸出其工作频段的谐振网络增益频率特性曲 线，如图3所示。圏5 LLC谐撿网路增益-頻率特枚曲线根据谐振网络的增益-频率持性，当谐振网络输入 信号的预率很高时，谐振网络对其增益很小。Y“（f）是谐振网络的输入，它所含有的信号频率为 （肚+Dc込土加I，kQo当1时，（2HJ）2高于谐振频率3倍及 以上，谐振网络对它熠益可近似看为S当用=0时，（2AH）s23i = d 2切，可以认为 谐振网络对频率为処2gj的信号的增益为丄）,因 为LLC：谐掘变换器的开关频率很高 土

7、2 （100Hz） 的偏移影响不大。因此，谐振网络端口输出电M沧的衣达式为： 必（Z）冬二cos（ -cos（ 斗2）7（7）可见，谐撮网络对输入信号起到滤波和调用的 作用.滤除了远离谐振点频率的高频信号，对于谐振 点频率附近的信号，能够根据其频率调整其电压増益1.3整流电路和输出滤波电容对二次纹波的影响 谐振网络的输出2足变压签和整流网络的输 入a变压器的变比M=p: wsi=p:雄c LLC谐振变换 器的整流网络中.二极管导通和关断的时序与开关网 络妊-致的I刃此沧经过开关电路.也可等效为 个频率为变换器开关频率云，幅值为1的正负方波信 号s(r)对其进行采样。由此可得到整流网络端口输出电

8、压劝的衣达式 为：= 竺$)兀 sill 2 珂r(9)njv可见输出滤波电容的作用类似于信号解调，还原 了二次纹波。由以上的分析可知.二次纹波在全桥LLC谐振变 换器中的传递类似于个信号调制和無调的过程。二 倍频纹波首先被开关网络调制到岛频段.经过谐振网 络调压后,整流网络又对其进行调制.最后崗频信号 彼输出滤波电容吸收，原有的二倍频信号被还原。开 关网络，整流网络和输岀滤波电容对输入信号起到r 频率搬移的作用。3.基于PRPR控制的二次纹波抑制不考虑控制的影响.根据(9式进行it算，若血 诡母线上含有10V的二次纹波时.当丿似)最大.即为 1时，输出电圧上的二次纹波幅值计算值为：(10)

9、n兀可见颤母笺上的一次纹波会对输出电压造成较大訥J。电也对充电电压榷度和纹渋妾來较高J媲电翘 为例，均曲充电终止电压误差俗会牛致寿命变化1/山容量变化聊7,这就对充电装這的输出电压楕妾和纹液 提出了絞高要求./抑制输出电压上的二次纹波.控制器应能够较好地抚亘流酚上二次纹波的找动.这就要求控制器对二 汶纹波电足够的増益.P：控制无法很好地衬二谀纹波进行抑制，本文采月在煩电PI茫制器基础上加入P宓制的 方法来抑制输出则二次纹液.I I I I Illi I I I II Illi I I Illi 一-I+14Hll444+l 略 -H II1111 rmLJJ TITTrttt milI I H

10、ill4C10Cmi L i丄Lili iIII/!rTi-ninI I I I Illi I I I II Illi I I Illi 一-I+14Hll444+l 略 -H II1111 rmLJJ TITTrttt milI I Hill4C10Cmi L i丄Lili iIII/!rTi-nin11 miI Illi nnr i iiiiri II III 4-+4+I+I i min T-rtmti i iiiin TTTTriTl i i 111 illIDIIII -UJU 7JIII I Illi ri-mn一丁 rrm i i 11111T1io3I I I Hill 4-4

11、-4+H4 I I I Hill TFTtrrI I HillII Hill 丄LUI Hill 44H4I Hill nnu liiii iTm iiii10m 5所示为谐扳频申300Hz的PR推制器的幅频 恃性曲线。PR捽J器在谐振频冷处增益很烏.而在非 谐扳处增益很小可利用此恃性捉舄100Hz处的博益.加强对输入亡流母线】次谐波的抗扰动能力.抑制输 出电用的 次纹波PR控制器的传递函数为：G,(s) =2grsG,(s) =2grs十 2s+(2绚)(ID菽中恳衣征J谐振頻皋处的増益，人越大，谐振 频率处的增益越大.址衣征了谐振点频带.Q越大. 谐抜点频帝毬宽。Q冋时也农征丫 PR揑制器

12、的调节 速度，钱越大，PR控制器的调节速度越快c不同于逆 变益拧制.LLC谐按变换器中所含有的低频纹液成分 并不丰富.主妥姥直沆虽:和二次纹漩分虽：，I刃此他町 以取较犬，以提髙挖制器响应速度.不会像逆变备控 制可能会枚明显地彩响其他次谐波。最终所采用的PI+PK拧制器的代递函数为：G(s)5 亠 G(s)5 亠 2es 十2。）4.试验结果分析搭建了 台两级式AGDGDC变换的充屯装置. 其中后级LLC谐抿变换器的电路参数如衣1所示。式计算，匕 = xlOO% 式计算，匕 = xlOO% 2VC直流母线电压您3C0V直流母线电客0lOSiuF谐採电感厶30uH谐振电容G27 2nF变斥器【币

13、比W-194:4变忌器励做电感Zm100uH额定输出电圧80V额定功半P2.4kV(13)求1.社路参数和控刮参坡具中北犬输出电压，为输出电压纹波纹波峰峰值，则讥/ 2为纹波嗚值。采用Saber钦件塔建图2所示电路的模型汪行优真，在直壶母线丄串联了幅值为10频率为KOiz的交益已 压源以模槪二次纟文浪。为验证前酝分析的二谀咬波电压信迅关系.首失进行开环仿真.LL理路的谐扳瑟数是按照开主颇率等于 谐撮频率时疥颅定输出电玉来设计的，因此可以认为颔定输曲加仏）近似为:L麼6所示为辅出电压为颌定 时的宜流母线电压和输出屯压波形及对应的FFT分析其中，FFT分析1给出的是不司频率信弓的喝值。曰输出电庄的

14、肝吩析得到，二次绞泱的幅值為21酣，比计商得到的1. 71.造戒差异的原因是由于在 分析过程屮做了一些近似假设，实际二衣纹泼嗯値应比理论计舜僵偏九.为验证P廐制对二次纹技笊抑制效果，分別进行PI控制和幵咗制的仿真，得到输出电压的液彫及其FFT 分析如图7所示。(V) ui410.0(V) ： VWTOO.(V) ui410.0(V) ： VWTOO.(a)直流母线电压及FFT分析1 ! !平郁4 、f T、r、f a冋 iA,VIu V1 !VV1(b)输出电尿及FFT分析图7开环仿真结果由血环结果可看出,PI控的输出电压胶波USHl.SlV.线渡百分比切”26知不满足要求.PI控制对交 肩信

15、号不能枚刮无静差眼踪，因itF丄控制器讼致履的抑制敘具不明显.F_+P电制的输出电丘钦劇畐值为 U.b4V；统祓匚方比加上味淋足要轧列升门工具站二于卜斤可剜比控制输二电压口二空纹夜方星的唯直 l.cl7, FI厅缶制犹B屯压中二次示很;）壘B幅匡氷.応讥可见F： PFItJ可戸隸地拆制LL渭扼变换誥 輪出电佳的一枝纹滾肌南懺兰的输土屯庄?怎RE顼辻到芟求.心）巩碎制筍出电压出FFT分析 Ifr心）巩碎制筍出电压出FFT分析 IfrT fi： Cll 1T2V*! I k 4*- loJ-OHi： ! i（b） PT+F尺拎制输出电床肚FFT分桁罔g闭环挖制苗真结果5.结论订）基于信号调制眸询的

16、忍想，研宛了二亡纹技电，玉在LUJ诸孤变换龍中的传诅机理：分卜斤了幵天朋纟金憎 扼園络，整流例络和输出滤波对二住纹陕的孝临，并推导r定壘关系恚达式来比巴+阳抨胡増站.押制器对二诧敦液册睫找曲第力对潇片丰斥二K纹浅耳停月帘剂制斂臭傅 输出屯&澈舷荷足要貳参考文献1 Viswanathan, V. V., Kintner-Meyer, M. “Second Use of Transportation Batteries: Maximizing the Value of Batteries for Transportation and Grid Services,” IEEE Transaction

17、s on Vehicular Technology, 2011, 60(7): 2963-2970.2 Haghbin, S., Lundmark, S., Alakula, M., Carlson, O. “Grid-Connected Integrated Battery Chargers in Vehicle Applications: Review and New Solution,” IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2012, PP(99): 1-1.3 Jianhua, W., Xuqian, L., Fanghua, Z.

18、, Chunying, G. “Evaluation of input low frequency current ripple performance in front-end converter with single phase inverter load,” Proceedings of World Non-Grid-Connected Wind Power and Energy Conference, 2009: 1-7.4 Bojoi, R., Pica, C., Roiu, D., Tenconi, A. “New DC-DC converter with reduced low

19、-frequency current ripple for Fuel Cell in Single-Phase Distributed Generation,” Proceedings of IEEE International Industrial Technology Conference, 2010:1213-1218.5 Changrong, L., Jih-Sheng, L. “Low Frequency Current Ripple Reduction Technique With Active Control in a Fuel Cell Power System With In

20、verter Load,” IEEE Transactions on Power Electronics, 2007, 22(4): 1429-1436.6 王建华, 卢旭倩, 张方华, 龚春英. 两级式单相逆变器输入电流低频纹波分析及抑制. 中国电机工程学报, 2012, 06: 10-16.7 程涛. 锂电池线性充电芯片系统研究与设计. 武汉: 华中科技大学, 2007.8 Haibing, H., Harb, S., Kutkut, N., Batarseh, I. “Power decoupling techniques for micro-inverters in PV systems-a review.” Proceedi