信号处理理论与仿真

本人所呈交的是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢中所罗列的内容以外，中不包含其他人已经或撰写过的研究成果；也不包含为获得西安电子科技大学或其它教育机构的或而使用过的材料。与我一同工作的对本做 关于使用的说生在校攻读期间工作的知识单位属西安电子科技大学。本人保证毕学校保留送交的复印件，允许查阅和借阅；学校可以公布的全部或部分内容，可以允许采用影印、缩印或其它保存。（的本属于，在年后适用本书。本人签名 日期导师签名 日期 移动通信网是战场计算机网络的基础设施，大量的网络信息交互都是在移动通信网上进行的，在众多的网络方法中，计算机网络的无线接入是其中一种重要的。本文以GSM通信信号为研究对象，研究在(非)条件GSM系统无线接口的物理层和数据链路层的工作原理；详细阐述了接入条件下的GSM信号处理理论，并给出仿真结果；介绍了GSM信号实时处理系统的设计，包括实时处理电路和DSP软件系统的开发，以及主机：信 接 下行链 实时处Mobilecommunicationnetworkinmilitaryisafundamentalfacilityinwarfields,throughwhichalotofinformationisexchanged.Wirelessaccesstocomputernetworkisoneoftheimportantmethodsofnetworkattackandtheaccessisundertheunauthorizedcircumstance.Inthisthesis,theresearchobjectisGSMcommunicationsignals.Fromtheinterceptedcommunicationsignals,theunauthorizedaccesstointernetisresearched,whichbuildafoundationforaccessingandspoofingwirelessThethesisysestheprinciplesofthephysicallayeranddatalinklayerofGSMsystemandthesignalprocessingtheoriesofGSMunderunauthorizedcircumstances.Computersimulationsaregiventoshowthefeasibilityofthesetheories.Thedesignofreal-timeprocessingsystemofGSMsignalisintroduced,whichincludesareal-timeprocessingcircuit,aDSPsoftwaresystemandacomputermonitorplatform.Intheendofthethesis,the ingintheresearchissummarizedandtheadviceforfurtherresearchisgiven. informationspoofing unauthorizedaccess Real-timeprocessing 第一章绪 GSM系统简 GSM系 实验数据GMSK调制原 MSK的调制原 GMSK调 GSM的信道编 ROM接口设 算法的C语言实 SCH处理子程 基于COFF的空间分 C语言程序的优 结束 参考文 在读期间的文 研究的背景和自海湾以来，军事专家们：未来将是大规模性威慑下计算机网络的对抗与安全必将成为现代中一个不可忽视的焦点。从称霸世界的全球出发，一直在加速进行信息战的研究与准备，抓住以为的军事机会，建立其在21世纪的信息战优势。海湾结束后不久，美就启动了数字化建设的工作，其他发达国家，也相继准备建立数字化。虽然数字化是的精锐之师，但这支精锐之师是不是像人们想像的那样无懈可击、完美无缺，数字化主要是靠战术互联固有的脆弱、易遭破坏的缺点。假如使用各种网络，网络节点特别是其中的关键节点，扰乱其各平台之间的数据通信，那么，整个数字化在众多的网络方法中，计算机网络的无线接入和信息是其中的一种重要。移动通信是战场计算机网络的基础设施，大量的网络信息交互都通信网上交互的信息，就能够变敌方的信息系统为我所用，变为主动。计算机网络的信息侦察和获取也是我们实施有效的计算机网络的基础，进一步我们可以通过无线电装备向敌方计算机网络系统传输计算机、逻辑，式传输假，扰乱敌军决策和指挥。作为全球信息化水平最高的国家，非常注重研发计算机网络技术，以提高自身计算机网络的攻防能力，在无线接入和信息方面有不少成功的例子，例如，在科索沃中，就曾通过截取的通信链路把性材料提供给南防空计算机网络系统，把制造的假图像插入南有关计算机网络系由于信息的性，有关外军战场互联网资料的公开很少，而通信网，许多战场互联网也都留有与它的接口，在技术上也有大量的共性部分，此外，作为一种网络对抗，无线接入是在（即非）条件进行的本文GSM通信信号为研究过截GSM通信信GSM的接入技术研究，为计算机网络的无线信息获取和的研究奠定基本文的主要研究成果和的安研究和仿真了在接入条件下，GSM信号的处理理论，包括频率校正脉冲的搜索与定位、GMSK解调、去交织、信道及信息恢复等理论。非正GSM信号实时处理系统。该系统由硬件和软件两部分组成，其中该系统实现了非接入所要求的实时信号处理，并可将处理、分析得到的数据传送给PC机，用户通过PC机上的平台对结果进行监测以及对解调电路的运本文的内容安排如下：第二章论述在接入条件下的实验数据的提取、GSMGSM信号实时处理系统的硬件设计；第四章讨论GSM信号实时处理系统的软件设计。GSM系统简并且加入了跳频（FrequencyHop）技术。这样的混合交融为GSM系统带来远GSM系统由三个分系统组成1，即移动台、子系统、网络子系统。具体移动台（IMEI移动台或的移动台，检查移动台的型号代码等。（BTS，控制器（BSC。BTS 网络子系统分为六个功能单元，即：移动交换中心（MSC、归属位置寄存（HLR（VLR（AUC（EIR（OMC，移动交换中心（MSC）是网络，它具有交换功能，能使移动用户之间和寄存器和鉴权中心取得处理用户呼叫请求所需的全部数据，MSC也根据数据MSC区域的信息（动态数据，这样使任何入局呼叫立即按个VLR区，那么在原VLR中的数据就会被删除；鉴权中心（AUC）保护移动用户通信的必要信息。由于无线接用户的鉴权，传输信息加密等，而鉴权信息和密钥就在AUC中；操作中心（OMC）是网络操作者对移动通信网络进行和操作的（EIR 6 2.1上行公共SCH（synchronizationchannel，同步信道）FCCH（frequencycorrectionchannel，频率矫正信道）具有相同的时隙结构，SCHFCCH之后，相差SCH开始。FCCHSCH之外，其它下行信道有寻呼响应（PAGCH）（BCCH）信道。BCCHMS广播无线子系统信息；PAGCH仅用于在无证GSM的无线接口是指GSM系统的移动台与之间的空间电磁波交互方式GSM无线接口大致可以分为四层1：第一层为物理层，主要负责移动台和之调制方式：GSM采用了典型的GMSK（最小频移键控）方式，并且在激多路接入技术：多路接入技术是无线资源共享的方法，GSM采用频分多路slot2.2GSM21

时隙GSM频谱和信道：我国陆地公用蜂窝数字移动通信网GSM通信系统采用发、移动台收相邻两频道间隔为8个时隙（这就是前面所讲的“slot即8个信道（全速率，每信道平均占用200kHz／8=25kHz，76～12449fl(n)=890.200MHz＋（n-1）0.200MHz移动台发，收fh(n)=fl(n)＋45MHz n=76～124频道都通过不同的频率传送。跳频只在信道中使用，公共信道选在不参与跳频的GSMGSM系统信号处理流程密切相关，下面以有关语音信号处理过程为例，给出GSM信号处理的典型过程，如图2.3所调加交调加交编编解交解交GSM13kbit/sRPE－LTP码（规则脉冲激励长期预测混合时达到与固定网尽量接近的语音质量。接收端把收到的信号块（激励信号）经过LPT和LPC滤波重组，最后经过一个预先设计好的去加重网络加以复原，恢复道编码，GSM中采用的信道编码方式有以下三种：块卷积码、纠错循环码和奇偶进行交织，即使在传输过出现突发性持续差错，接收端也可以利用去交织把搜定搜定解令恢解去交令恢FB（FCCHBurst，频率矫正脉冲）GSM信号处理的第一步，FBFBSB的位置关系可SB（SCHburst，同步脉冲，然后对SB进行解调，最后恢复出SCH信道的信令信息，从中找到更精确的时隙信息11。PAGCHSCH的类似，不同之处在于，SCH信道由一个脉理，因此需要先解调四个PAGCH脉冲，然后进行去交织和信道，最后得到PAGCH信道的信令信息。如图2.4。实验数据我们在接入条件下利用特制的接收设备和卡提取得到GSM的基带数字信号2，这些数据在GSM信号处理算法的仿真中起了重要作用。GSM信号接收设备是一台经过改造的手持机，完成射GMSK调制信号的接收和射频信号到基带信号的转换；卡把手持机引出的I、Q模拟基带信号进行放大并变换为数字信号，然后通过AT总线传送给计算机1（如图2.5所示，为仿真提供了实际的GSM基带信号数据。本文的第三章对GSM基带信IBM容图2.5示意我们用经改造的手持机、卡和与之配套的接口程序进行GSM基带信号的提取，获得如2.6GSM带信号。这些数据，大大方便了后面GSM的信2.6采样信号波形（I路GMSK调制原如图2.3所示，射频信号转换为基带信号以后，首先要进行解调。GSM系统采用的是GMSK（最小频移键控）调制方式，它是通过在MSK（最小频移键控）调制的基础上加上一个预滤波器构成的。s(t,a) cos[2fct(t,a (2-s(t,a)Acos{2fct(t,aA[sc(t,a)cos{2fct}ss(t,a)sin{2 s(t,a)s(t,a)j

_(t,a)ej(t cos{(t,a)}jsin{(t,a (2-p(t)cos(t

t

(2-则同相支路sc(t,a)和正交支路ss(t,a)可以表示为sc(t,a)p(t)ac(t)ss(t,a)p(t)as(t)

ac[n]p(tnTbn偶as[n]p(tnTbn奇

(2-(2-ac(t)和as(t)称为函数，其定义为ac(t)ac[n](tnTb)n偶

ac(n) (2-as(t)as[n](tnTb)n奇

as(n) (2-(n)n1a[k2kI[n]ej[n]cos([n])jsin([n])ac[n]jas(t,I)p(t)a(t)I[n]p(tnTbn式中：a(t)I[n(tnTbn

(2-(2-(2-(2-由式(2-10)可知：I[n]的值在实数和虚数之间交替变化，这是由于[n{0 ，， I[n]jI[n1]a[n (2-这 I[n]{1,1,j,a[n]在GSM系统中，信号在调制前还进行了差分编码12，编码过程e[n]d[n]d[nd[n]{0(2-a[n]1(2-2-11中加上差分编码则可得到如下的MSK模型，见图

MSK映 I[n](tnTbI[nI[n]jI[n1]a[n

I[n]p(tnTbp(p(t2.7MSK最小频移键控(MSK)具有包络恒定,相对窄的带宽等特性GSM系统中要斯滤波器的输出信号具有窄带、截止快和冲击响应的过冲量小的优点，使得基带信号具好的谱特和时波形所以了波器为SK的预调制滤行MSK样们的GSK信号就可获得较为理想的输出功率谱。这一调制方式称为滤波的最小频移键控(GMSK)在GMSK调制中，滤波器的带宽B对调制性能B际中折衷考虑调频谱宽度和误码率，选取适当的滤波器带宽5，一般取B＝产生所需的信号。在此，我们给出GSM系统中常用的调制方法：差分编差分编

a[n]g(tnT

sincosQ(t,asincos图 ag(t)卷积后，再乘以便得到了相位函数(ta，t(t,a)a[i] g( (2- 式中h为调制系数，在GSM系统中h=1/2。冲激响应函数g(t)为矩形和函数hg(t)的卷积，这两个函数的定义为v(t)1(2Tb

0其

Tb(2- t

hg

2

2 其中2BT (2- b 滤波器的归一化BTbGMSK中的一个很重要的参GSM系统BTb0.3。理想的滤波器其冲激响应时间是无限的，即t[,，但在GSML表示其响应长度，OSR表示采样率，则表示一个型冲激响应的采样点的数量也就随之确定。例如，g(t)g(tLTb)

其

0

由式2-14和2-15可知，若差分编的输入序列为全0或全1时，则输出序1GMSK调制后输出信号为一个比载频高rb4的正弦波；当差分编码01交替出现时，输出序列为全-1GMSK调制后输出信号统用来做为移动台与同步的基础。 [001000100100101110001001011100110011图 I路基带信号波图 Q路基带信号波FCCH脉冲的FB定位GSM信号FB的发现，MS可以确TN0，从而根据SB与FB的位置关系，MS可以确定SB的位置，然后再进行解调等一1625/24kHzI2.12所示。FB1625/24kHzFBFB的基带信号可以看作是一个幅度调制信号，那么，该幅度调制信号可表示sm(t)Am(t)cos(wct0 (2-其中载波cos(wct0)的频率1/16采样频率，很明显，对于正弦波序列，应有m(t＝常数FBurst可看作是直流信号的幅度调制。由于采样频率大约为1616个采样点构成一个载波周期，而一个周期中的最大peakn (peak00,n (2-其中FB的包络为一个宽148比特的矩形，我们用对FCCH脉冲的“包络检波”进行仿真，得到图2.13所示的结果。37（148OSR37）比特的矩形波errnpeakn n (2-err_sum(n)err

(LEN:滑窗宽度，n (2-err_G

(2-FB则>20（216，选定G3~4是比较合适的。差分包络一次差差分包络一次差包络 图 FB搜索算法原理框图 FB波形图（I路 图 图2.14检波结果经一次差分得到的波 图2.15一次差分的平图2.1637点滑窗内差分平方累计结 图2.17脉冲输1位，在后面滑窗技术实现码元同步的计算中，将相应会减少1误差的均 E10bit(采样点误差大于24点的概率(24)0 GMSK信号的解通过捕获FCCH脉冲我们便可根据已知的SCH与FCCH的位置关系来确定SCH脉冲和PAGCH脉冲的位置，接着就可以对接收到的基带信号进行解调。种对卷积码进行的算法，后来，这一算法被广泛认同为求解数字估计问题的有效算法，也是GSM规范建议使用的解调算法。2.18：最大似然序列估最大似然序列估信 比图2.18FBFBSB的时SBFCCH脉冲的定位精度的限制，SCH脉冲的设计上采用了不连续采样，两者的距离为distance＝1900bit8个时隙的采样数据量，设FB的起始位置的估计为FCCH_start。下面我们就能粗略确定SB的位length148OSR 可知FB脉冲的起始位置SCH_startFCCH_startlengthdistan可知SCH脉冲的结束位置SCH_endSCH_start

(2-(2-SCH_startN：SCH_endN SCH_start42*OSRN：SCH_start42OSRN 其中N24，是由FCCH脉冲的定位精度决定的，由式（2-24）可知训练序列的起始位置在这个范围的概率可以认为等于1。围内搜索SB的精确位置信息。进行码元同步及信道估计，然后才能进行匹配滤波。由于GSM系统TDMARACH（特，是RACH上使用的唯一突发脉冲类型，它的训练序列只有一种。7比36比32.19，于下行链路的SCH。它是移动台在下行链解调所需的第一个突发脉冲，它的339比39比3比2.203比58比58比32.2123TRAINING=[0,0,1,0,0,1,0,1,1,1,0,0,0,0,1,0,0,0,1,0,0,1,0,1,1,TSEQ=[1,j,1,-j,1,-j,-1,j,-1,-j,-1,-j,1,j,1,-j,1,j,1,-j,1,-j,-1,j,-1,- 取出该序列的中间16比特并记为：TSEQc，我们用 , 来表示TSEQc与TSEQ 相关函数，用卷积计算训练序列的自相关函数 [n]1 []* TSEQc, 16 []*表示将T 进行对称翻转。这里不考虑1的 SEQC

2.19：TRT

,

??

n

(2-T实际接收到的训练序列 T TSEQh

T与过信道的训练序列TSEQc进行相关运算则由式2-31和式2-32可得如下结(rTSEQTSEQc[]*TSEQTSEQc[]*hTSEQc TT

hwTSEQ C16(n) n C2-342-35TSEQc有类似白噪声的特性，在GSM系统中，这两个条件都满足。由此如果将接收到的包含TSEQc的整个突发脉冲与TSEQc进行相关运算，就可得到信道的冲激响应h。同时我们注意到，在相关运算的结果只有包含TSEQc的部分出现了相关峰如果我们用TSEQc作为滑窗与整个突发脉冲进行相关运算，运算的结果记为v，则v进行采样时必须以码速率的整数倍进行过采样，这就是为什么在卡中当码速率为270.833k时，26MHZ的25分频作为采样速率的原因了。滑窗技术可分以下几个步骤来实现，首先将采样结果r与TSEQc做相关运算：vrTSEQc这里，v是一个中间结果，将v平方后得到能e[n]

(2-(2-

mk

(2-L(LhOSR)1位滑窗的宽度，Lh为解调时需要考虑的码元的个数。则当e最大时的m就与v中的信道冲激响应的第一个值直接对应，由此就可以得到实际处理中，已经根据式(2-29)SCH脉冲训练序列的位置范围，在进行高FCCH脉冲定位精度能减少运算量的原因。2.22用仿真TSEQe与TSEQ2.23的结果，实际接收到的2.242.23中我们可以看到，对50，而对于实际信号和训练序列的相关运算结果（图2.24，这5OSR个点的值就是信道的冲激响应。有了信道的冲激相应，就可以进行匹配滤波32.232.24维特比算法15中一个很重要的概念就是状态，接收到的基带信号被认为是由一系列的状态组成的。由于GMSK中对滤波器冲激响应时间的限制，使得其的状态，以[n表示时刻n的状态，则：[n]{I[n],I[n1],,I[n(Lh I中符号为1或1时称为实的。如前所述，MSK符号只有四种：11j、jIM2Lh 每一个状态记为sm，则[n]可以表[n]{s1,s2,sM n=0时的起始状态为复的，则n=200时的状态也为复的。M2114s1s2s3和s4s11s21，s3js4jMSKM=8，则可以令s11js2j1I1,j,1,j,1,j,1则状态转移过程见图2.25：SSSS[0 [1 [2 [3 [4 2.25下面来讨论如何在状态转移过寻找最佳路径，为此先要引入生存值的概2.26中，我们先给出所有求出每一路径的生存值，这些路径中生存值最大的就是最佳路径，见图2.27。1201102110120110211011112.262122122.27每一次转移的转移值称为 ，根据以下公式来求得47Gain(Y[n],sa,sb)2R{I2R{I

[nm]}I[n]2Rhh mnh式中sa表示前一状sb表示下一Y[n]是接收到的对应于第n个码元的模拟基带信号值，Rhh为信道冲激响应的自相关函数，这里只取Rhh相应长度为L。式2-42可简化为17：h

I[m]Rhh[n (2- 序列17：rx[n]Iest[n](jrx[n1]Iest[n 号。在应用上式时需要注意，rx[0Iest[0都必须等于1，这是GSM规范决定的GSM基带信号，通过进行解调冲（命名为脉冲A）的解调结果：0000000001110010010010101001110110101100011011100101100010000001000000111100101101010001010111011000011011110000010111000100010000101011001000011000： 1011100101100010000001000000111100101101010001010111011000011011 000000011100100100101010011101101011000110111001010111000100010000101011001000011 交织与去错功能，在TDMA方式中，交织对于提高传送的成功率是很有效的。bn方案，b、n和每个突发脉冲的比特数（114）都有简单的数学关系。GSM系统根据不同的需要规定了几种交织方式5，例如，一个b=456比特的码字可扩展为：857456857比特，由不同的突发脉冲携带。因此，一个突发脉冲中包含两个相邻话音块A和B的内容，为了打破相邻比特的关系，块A的4550819234562.28SCH信道只有一个脉冲，它不进行交织；PAGCH信道有四个来，然后进行去交织，最后才能进行。信道及信令恢余位检测出误码并尽可能予以纠正，这个过程称为信道。（Fire：GSM系统将上述几种不同的编码方式进行了综合应用，其中循环码和奇偶校对于循环码和奇偶的编码方式这里不详细讨论，只给出其校验方式。的数据有k比特，编码后产生了r比特的校验位，则编码后的数据格式如下：V={[k比特数据][r比特校验 (2-则r/n称为编码的比率。编的每一位输出cn，不仅取决于当前的输入比特bk，还取决于bk之前的一些输入比特，输出一个比特所需的输入比特的个数称为编码我们只讨论编码比率为1/2、约束长度为5的卷积编码。该编 可表述为28：c2kbkbk3bkc2k1bkbk1bk3bk 这里“”表示异或，对应于上式的编的结构见图2.29。从该图可以看外由于内部的移位寄存器共有5位，因此其约束长度为5。bk bk bk bk bk图 编码原理维特比（Viterbi）2.29不难发现，移位寄存器的存在使得编的内部状态是有限的，且前后相关，这就为使用在解调时用到的维特比算法进行提供了可能。同解调时一样，首先为每一个可能状态进行编号，例如，内部状态为{0000}1记为s1，同理可得s2={0001}16个状态号。然后制订一张状态转移表，列出所k0(sk)0

(i

(2-0sks0s1s2sk}为给定的状态序列，i为第i个状态转移。每次转移0(i)(ykxk=xor(ybin,xbin 式中ybin为解调出的二进制数据，xbin为事先列好的状态转移数据（二进制 就是器的输入）每两个一组进行考虑，计算过程见图2.30。

图 1XOR{00,00}M100M101

9XOR{00,11}M902M901实现了。注意，器输出的比特数只有输入的一半。对Viterbi译码算法总结如下5步骤1：令M(S0,0)=0，i＝1步骤3：令M(Sj,i)等于进入节点Sj,i的各支路的最小转移值，具有最小转移值的那我们根据上述维特比算法对解调输出数据进行译码仿真，下面给上述脉冲000110111100101110010010101010111110000的35比特序列称为校验编码序列。校验编码序列中的bit0~bit24为信息位，bit25~bit34为校验位。将校验编码序列除以生成序列（10101110101）得到的冗余为：1111111111，与GSM规给定的一致，证明该序列接收正确。然后将bit0~bit24取出，这就是我们从SCH突发脉冲中最终解调出的信息序列。有明确的说明，读者可在有关文献17中得到详细的解析。下面只列举信令PLMN色码 计数器计数器T2计数器T3PAGCH信道L2系统的总体设计GSMGSM非GMSK信号接受设备、数据采集卡、实时解调电路和主机（PC机。为了加快开发的进度，我们利用了上数数据采集卡

图 卡。卡完成的功能是对I、Q基带信号进行A/D采样，采样结果缓存在双口RAM中，并通过AT总线接口把数据传递给实时解调、解调电路：这是GSM信号处理系统的部分。该电路采用了高性能的空间。DSP从卡获取采样数据，进行解调等一系列实时处理，结果可以对DSP的运行进行简单的控GSM信号的接收GMSK调制信号，并将该射频信号转换为GMSK调制信号首先经滤153MHZ的差频信号作为第一中频信号，经声表面滤波器滤除噪声和杂散信号得到第二中频信号，第二中频信号经放大器放大后送入中频－频率说明请查阅器I中频——频率合成中频——频率合成模块（接收部3.2GC87CA/D变换，转换成数字信号，然后做进一步处理。因此我们下一步的工作就是将中频模块输出的I、Q基带信号从中引出来。经查资料得知，在GC87C中，中频模块的型号为32D92，是一个QFP封装的有64个引脚芯片，该的46脚为I路基带信号输出端，48脚为Q路基带信号的输出端。为了连接方便我们在的外壳上安装了一个接口，将上的相应引脚用细导线连GSMTDMA方式，即信号是不连续I、Q基带信号一同送给卡，卡根据接收使能信号控制相应部件，使其仅在接收到有用信号时进行，从而提高了效率。我们直接了手持机的基带信号，这样就避开了复杂的移动接收设备控制要是不能控制接收的频段，不能自主选择信道，只能地接收。在我们的下一道的选择与，二是设计信号的发射设备，这样就能够将特殊处理后的信号作卡的拟基带信号的变换、及与计算机之间的数据交换。该卡按功能可分为数据采集、数据、控制和与计算机的接口等几大部分[2]。。原理如图3.3所示：D0—D0—A/DD8—A/D26M图3.3卡整体框而A/D采样输入端的范围为0～5V，所以需要在采样前对这信号进行放大。放调整反馈电阻来改变。电路见附录D。15MHz1.5LSB[20，完全可以满足设计要求。A/DPC之间采口RAMA/DPC控 选用的是EPM7128SLC10它是由ALTERA公司生产的7000S系列270.833kbit/s，为了满足采样定理和下面所述的滑窗技术需要的整数倍采样率，我们采用了4倍于码速率的同步采样。GSM系统中无线接口的码速率为270.833Kbit/s，4倍采样速率应为1083.33k，我们通过26MHz进行24分频得到该速率。A/D26MHz编程分频器提供，如图3.4IOWPC机的写信号CS0位地址选中信号。从PC机送来的分频数据通过数据锁存器374锁存在16126MHz时钟的可编程分频。双口RAM的两个端口地址由两个14位的二进制计数器产生（图3.4。其中，左端口地址是对A/D转换的时钟计数得到的，同时还受接收使能信号RXEN的控RXEN（CEL。右端口地址是对PC机的次数进行计数得到的。两个端口的计数器都有异步清零功能。详细电路见附录E。GSM系统的I、Q基带信号经放大、A/D转换并到双口RAM后，通过AT总线接口传给计算机。接口包括I/O地址和数据端口两个部分，数据端口为16和双口RAM左端口地址。AT总线I/O地址的范围为3E8—3EF，我们根据需要只选取了中的三个端口地址：3E8、3E9和3EA。 存 时

同步预置数

时时

图3.4控制内部电路原理3E8应着不同的控制功能。PC机通过向该寄存器图 CPLD控制寄存当该位为1时，不受RXEN控制，进行连续。D6:RAM右端口地址清零，当1进行异步清零，为0不变。D5:RAM左端口地址清零，当该1进行异步清064—8分频。总线上转换结果的实时解调电路的解调电路肩负着实时信号处理任务，需要有较高的处理速度，另外也要为以TITS206201作为。6201点SP，它的内达200值为1600PS；600系列身在设计上，瞄准的是多通道无线通信和有线通信应用领域，所以它特别适合用于通信TS6000DPs25632位数832位指令和存/32位数据；PU888个功能条32，620164KM64KASP访问外部的次数，而提高了SP的能；具有强大的对外接口能力，支持异的，主要表现在，6000的系统设计必须解决高速数字电路的设计问题，另外，GA支持 器包括6RA同步动态RAM（SDRAM；，EMIF对于上述器件，C6000的EMIF第一次为它们提供了无缝接口（gluelessinterface），这给开发带来了极大的方便。EMIF通过存储器映射寄存器（memory-mappedregister）来完成器接口的控制，包括配置各个空间上的存CE片选控制寄存器、SDRAM控制寄存器、SDRAMSDRAM四个CE空间控制寄存器分别控制相应空间的接口参数，包括度宽度设置setupsetupstrobestrobehold外还有两个SDRAM寄存器负责控制所有属于SDRAM空间的接口情况。EMIF如图3.7所示。控寄存

SBSRAM接SDRAM总线保持接图3.7TMS320C6201外部器接口如图3.8所示，实时解调电路可分为5部分：AT总线接口、片外器、并口接口电路、电源与复位系统、控制电路及其它的路。它们以DSP芯片为，完成采样数据的、处理和结果的传送。提供了四个异步接口控制信号（表3.1），通过这四个控制信号的不同组合能够实EMIFCex空间控制寄存器可以灵活地设置读写周期时序7复位脉控制信复位脉控制信控32位数据总8位数地址总路路接接口口 FRASHRA3.8EMIF接口，我们在每条数据线上都串接一个0.15k的分压电阻，把0V~+5V电源，我们在解调电路板上要为它们提供上述3种的电源。EMIFARDY和/AREEMIF的目前的工作还仅局限在GSM下行链路的信号处理，即对接收到的信号进总线接口，其中下行AT总线接口是用于连接卡，上行AT总线接口是为-图 解调电路对采样数据进行解调等一系列处理后，得到的结果需要传送给主而标准并口的传输速率大于1Mb/S，可见并口在速度上是完全可以胜任的。我们采用一片CY7C09579V双口RAM作为解调电路与PC机接口的缓冲器，它的容量为32k36，其中前16k用作缓存，后16k用作片外数据器；支持数据高速时钟，对于Pipeline方式，可达100MHz，这达到和EMIF进行同步口可选择为逐字节输出，简化了和并口的连接31。DSP与计算机间采用单工的主从通信方式，即DSP主动把数据于缓存，并通过命令字方式给主机传达操作命令；主机先命令，根据命令决定下一步的操作具体接口规则在本文的第4章的第2节进行详细介绍DSP使口RAMEMIFSBSRAM（PipelineSBSRAM）的支32bitSBSRAM直接接口8CY7C09579V，它的样，如图3.10： SSCLK：同步器时钟，频率为1或1/2CPU时钟（下面将进一步说明/SSADS /SSWE： 字节写入使能，有效时可以进行单字节的写入，不影响读操作；低两位不直接输出，而是译码成BE[3:0]，作为片选信号； 异步器读选通位，不使用 异步输入准备就绪，不使在Pipleline方式下的速度为100MHz＝12CPU最高时钟频率，所以我们设置来配置SBSRAM为半速工作模式。3.21步时钟，C1DSP复位控制信号，C2输出中断控制信号，C3输出地址计数器由于并口没有地址总线，我们利用CY7C09579V的内址计数器来产生地C0C0信号线输出“0、1”比特使地址计数器加1；由C3输出“0”比特来控制计数器的复位。双口RAM与并口的接口原理如图3.11。CY7C09579V左右端口在结构上不是对称的，使用上有较大的差别，下面分线，我们设置[BM、SIZE]=[H、H]，通过8位数据线ED[0R～8R]双口RAM的32位数据。数据线使用情LLHLLH9BE：和BM、SIZE结合使用，设置字节的顺序。对于本电路，设置BE=L，以字节为单位，按地址递增的方向数据。格1st2nd3rd4thLDQ0R~17DQ1818RHDQ0R~17LDQ0DQ9R~17DQ18R~26DQ27HDQ27DQ9R~17DQ0位位/OE、CLK、/CE、R/W：读写使能控制。不同的信号组合，双口RAM有不同输输操 高阻片选 L读进写 H输出读 高阻 操LLLH计数器读进取地LHLHH计数保持，读出HHH计数器保持，计HLH计数39VF400AFLASHROM（256K1616bit）作为DSP的片外程序器，FLASHROM是EEPROM的一种，具有重写功能。EMIFDSP接口。FLASHROM3.10所在于一般配置在DSP的C1空间。3.12FLASHROMEMIFROMCE1C6201的四个外部space”接口。所谓的“窄器”是指宽度为8bit/16bit（小于EMIF的数据总线储空间数据时，EMIF会自动将多次读出的数据合成一个32bit值。本电路使用的39VF400A的数据总线宽度为16位，使用了这种接口方式。C6000在异步接口上提供了ARDY信号，用该信号可以于在器读触发前ARDY信号，而是完全通过使用软等待实现时序的设置的。FLASHROMEMIF3.12所整个电路中共有五种工作电压，其中DSP周边I/O和电路为+3V，DSP内核为1.8V，卡需要5V和+12V。3.3V和1.8V电源由5V转换得到，所以一共需要5V12V三种外部电源供电。3.13，外部电源首先通过电感（磁珠）和电解电容滤除杂波。电源与复位系统的具体电路见附录B。磁磁GND-GND-+12v-GND--5V-+5V-+5V-＋5V--5V-+12V-1.DSP供

3.13C6201B，要求是电压为1.8V，周边I/O电压3.3V。由于采用两套供电系统，CPUI/O没有供电，不会对产生任何损坏，但反过来，周边I/O得到了供电而CPU内核没有加电，那么缓冲和驱动部分的三极管将处在一个未知状态下工作，这常常会对造成损坏。因此在加电过，应当保证内核电源（V-CORE）上电不迟于I/O端口电源（V-IO）V-IOV-CORE。我们采用一片电压转换TPS767D318解决DSP的内核以及DSP的周边O电路供电问题。TPS767D318IDSP（low-dropout）的电源，它有两个独立的电源输出端口，输出电压分别3.3V路，确保供电的次序[26]。图 3.14给出了 DSP的供电系统电路。2． 解调电路板中其它部分电路与DSP电流应小于1A，每片TPS7333的最大输出驱动能力为500mA，因此采用两片V-V-3.14DSP步接口所需的时钟信号，片内PLL的倍频设置方案是由DSP的输入管脚PLL3.15；当I片2.自举模式

3.15的自举模式。自举模式包括器映射方式和CPU的自加载方式。C6201的器映射方式有两种：MP0和MP1，MP0方式下片外器CE0位于首地址为0的空间，而MP1方式下片内程序器位于首地址为0的空间，本文采用MP1方式。不加载：复位后（RESET信号的上升沿）CPU直接开始执行地址0处的存搬入地址0处，这也就是我们上面所述的把片外程序器配置在采用的就是ROM自加载方式。主机（HPI）自举模式是通过BOOTMODE[4:0]管脚设置的，如图3.16。自举模式一共有32种，表4.3给出了本文所采用的BOOTMODE设置，即：复位后，把位于CE1空间的16位ROM中的程序自加载到位于的首地址的片内程序空间，退出复位状态后，从地址0处开始执行指令。地址0处器自加载内部程序16bitROM，默认时电 图3.16的可变模式设供了JTAG端口支持。利用JTAG以及配套的仿真软件，可以DSPs的所有资14DSPJTAG端口进行通信，其中两个EMUx信号必须用上拉电阻（4.7kV/IO相连73.17C6000JTAG端口与14引脚的仿真头的连接关系。接 TMS仿真 算法C语言实C6000C编译器的效率可达80％以上，若结合线性汇编语言和C6000汇编优化器配合使用，可使代码95％以上7，同时编程的工作量也成倍降低，基于上述考虑，我们选择了C语言开发DSP的软件系统。DSP程序采用了模块化的设计方法，有下面四个模块：FCCH脉冲搜索子程序、SCH处理子程序、PAGCHDSP与主机接口子程序。模块化使程序结构清晰、易于并且方便了以后的功能扩展。程序的整体结构如图4.1所示，首先搜索到FB，DSP从卡缓存中读A/D采样数据，在FB。找FB后，根据FBSB的位置关系，可以粗略计算出SB的在卡缓存中的位置，并把该部分数据读入DSP内存，接FB定位程序可分为五部分，首先求出信号的包络曲线、然后对包络进行以下运算：一次差分、求差分的平方、累计滑窗（148OSR37点）内差分平方，差分的平方和的大小反映了包络曲线的波动程度，剔除若干最大值后，和门限进行比较，如果差分的平方和大于门限，则判断为滑窗内没有FH脉冲，否则判断为在滑窗内包含FH脉冲，并计算出FCH脉冲的起始位置。此外,为了提高程序的速度，采用递推算法计算累计差分的平方，在计算的起始阶段，只累加进入窗口的差分平方，使滑窗不断张开，滑窗完全张开后，滑动窗口，累37DPP查找FCCH脉是否找1查找FCCH脉是否找1DSPA/D采样处理结果传 否是SCH脉冲否是SCH脉冲处理结果传其它的一些处理1是是否图1是是否否是图 否是于维特比算法的解调、信道和信令恢复五部分。先根据已知FB位置，确定SBDSPSCH解调等一系列处理，最终实现SCH信息的恢复。的结果通过循环冗余校验进SCH

图 SBFBTDMATN08个时隙1。SB与FB在“数据上的距离(DISTANCE)8个时隙的采样数据量，但是由于卡在设计上采用了不连续采样，DISTANCE小于8个时隙的采样数据量，但DISTANCE仍是一个常数值，等1900；可知SB的起始Start_SBFB的起始位置Start_FB关系为：Start_SbStart_FB End_SBStart_SB START_SCHN：END_SCHN 开是否否运算结果求平（称之为能量开是否否运算结果求平（称之为能量是是结一位，刷新一位，刷新为计算SB的起始位建立常数开直到完成所有列，最终在所有（2LH1条）路径中选择生存值最大者，成为最佳生存路径。追溯是从最佳路径的最终态开始，根据路径上前后节点上的状态转MSKMSKMSK符号恢复为“0，1GMSK信号的解调。维特比解调的简要流4.5建立常数开是解调出MSK符号能路径的转开有列有列是所有否是4.5状态转移与输入MSK符号的关系表以及转移的合法前态和合法后态表。由于148次，预先计算所有转移值中的共同部分可以避免重复运算。由状

I[m]Rhh[n (4-G1RI

(4-G2RI

I[m]Rhh[n (4- GainG1 对于确定的sa和sbI[nRhh[nm都是已知的，所以可以预先计算G2 送序列的匹配率最高5，具有纠正误码的能力。解调后还需进行信道才能把接收信息恢复为原始数据，我们使用维特比（0000SCH信道同时使用了块卷积和循环冗余编码，在完成解卷积码后，通过冗余循环PAGCHSCH要复杂。PAGCH需要先解调四个脉冲，再进行去交织、信道，最后恢复信道信息。程序流4.6所示：否是图 DSP与主机接口SCHPAGCH信道处理后得到的信息通过并口传送给主机，用户通过主机DSP和主机的操作，我们规定了数据的传送格4.7所示，每一帧可分为命令字、帧头、数据三部分，帧与帧之间是首尾相接的，即前一帧的数据部分紧接这是下一帧令字。命令字帧 命令字帧头4.712种数据DSP和主机之间采取的是单向的通信方式，DSP向缓存的写入操作是主DSP的写DSPDSP复待传数据修改当前帧命写入缓存令 命数据t指示DSP复主机操空操收 等待继该单4.8DSPDSP发出复位信号，经一定延时（DSP复位和完成初始化）后，缓存首地址处令字，等到该命令字有效且为命令时，主机根据帧头的数据类型和长度信息进行整帧数据的，接着它继续下一地址，该地址存放的一定是下一帧令字，主机根据该命令决定下一步是还是等待。把需要传送的数据按帧的格式写入缓存，完成后在下一帧令字写入“等待DSP基于COFF的空间分为管理代码段和目标系统器提供更有力和更加灵活的方法，为程序的编写和程序的移植提供了极大的方便。下面先让我们了解一下COFF文件格式。 否是是否是是是否图 图

块，然后通过连接器将块定位到目标器中。程序员是通过连接命令文件来指示连接器如何对程序空间和数据空间进行定义和分配的7。下面是本文实现对空间的定义和分配的程序（*.cmd文件： o l PMEM:o l=ohlhohlhohlh}ohlh{ }MEMORYSECTIONS两个命令来为目标文件分配空间。其中MEMORY命令定义目标系统的器块，上面的连接命令文件一共和BMEM，在名称右边的是它们在器中的起始地址和长度，这样就在目标系合输入块以及在器何处存放输出块，如把程序的代码块.text放到目标系统的PMEM块。空间的实际分配情况如下图：0001器器0140 器器03000400800080018002图 C语言程序的TMS320C6000DSPs的硬件资源只是为高性能提供了必要条件，还必须程序需要对片内硬件资源以及DSPs的结构特点22有一定的了解。D2，8个功能单元可并行使用，这提高了程序的执行速度。C6000DSPs的乘法器是16位的，因而对于定点乘法输入，应尽可能使用short型（16bit）数据。832位指令和存/32位VLIW指令，这种代码压缩是由编译器完成的。在VLIW结构中，指令并行性和数据传送完全是在编译时确定的，因而VLIW结构处理器的代码效率在很大程度化很大程度上是针对其软件流水深度的。流水技术是使两个或不同的操作可n-1nnk个周期。（intrinsics短型数据、软件流水、循环展开和使用线性汇编等）23 效果。例）4.12的结果（横坐标为产生代码的长度，纵坐标为代码的运行速度）24：图 238470Cycles，即处理完一个SCHburst，程序需要运行的时间t至少为25：t00所需时钟238470

1.192ms图 的完成SCH信道解调需要的时间：

98339 200

s0.492ms

238470 200

1.192ms

)

1

]%815/16ms，故t181526ms4.61msSCH序的运行时间为 10现GSM信号的实时处理。这为GSM的接入提供了设备。本文通过截获GSM通信信号，研究GSM的接入技术，为计算机网络的无线信息的获取和的研究奠定了基础。本文的主要工作可以概括为以分析了GSM系统无线接口的物理层和数据链路层工作原理，对接入条件下的GSM信号处理理论进行了研究。包括硬件电路和DSP软件系统的开发以及主机平台的设计，实现GSM非正本文的研究工作为进一步的计算机网络无线接入和信息的研究奠定入和信息技术研究工作的一小部分。下一步，我们还应对上行链路和业务信 首先我要感谢我的导师！没有的悉心指导和，我不可能顺利地完成这篇并取得目前的进步。在阶段，我深深地感受到严谨的治学态度和高尚，渊博多才以及不断进取的精神，都让我204感谢教研室的赵长虹、、、、闻军会、、、苏强、傅建军、、郭艳丽、、等同学，他们在平时的学习生活中给予了不少的帮助；感谢多年的同窗好友、严朝译、计文平、、 穆GSM数字移动通信工程：人民邮电[2]GSM非接入技术研究西安：西安电子科技大学学位2002年1月 庸等通信原理（第四版）：国防工业中民通信行业标准900/1800MHzTDMA数字移动通信网无线接口第二阶段物理层部分YD/T910.22-1998：人民邮电1998年张贤达保铮通信信号处理：国防工业2000年12TMS320C6000系列DSPs的原理与应用：电子工业2000年7月张雄伟DSP的原理与开发应用（第二版）：电子工2000年9月DSP基础与应用系统设计：航空航天大学2001年8Duane BruceLittlefield著张平安译校精通-综合辅导与指南西安：西安交通大学1998年1CPLD技术及其应用西安电子科技大学 municationStand.Digitalcellular (Phase2);Radiosubsystemsynchronization municationStand.Digitalcellular municationssystem(Phase2);Modulation municationStand.Digitalcellular municationssystem(Phase2);Radio