用音频信号实现无线传感器网络节点间距测量

11引言利用音频信号实现节点间距自主测量的无线传感器网络节点系统。本系统包括dsPIC6014A微控制器、 512KB的SRAM,2.4G波段的RF收发模块、音频收发模□□□□□□□□□□□□□ RF同步信号与音频信号的时间差来测量节点间□□□□, □□□□□□□□□□□□□□□ IIR数字滤波技术提高了测距信号的信噪比，用幅度检测实现了测距信号的到达时刻判别。 测试数据表明，该节□□□□□□□□ 30m,误差小于 3.5口。节点间隔距离测量所利用的参量主要有：□□□□□（RSS）、信号时间差（TPOA）、角度量（AOA）口信号到达方向 （DOA）。其中，对RSS□□□□□□□□□□□□□□□ □□□□□□□□□□□□□□相关,如初始发射功功率、天线距离地面的高度、反射、载波频率等等,不进行校验时, 误差可能超过 50％。射频加超声波定位采用的超声波频率为 40kHz,存□□□□□□□□□□□□□□□□□□□ 10m,方向性强，适合室内使用。□□□□□□□□□□□□□□□□□□, 在数kHz时，□□□□□□□□□频收发技术就能实现数十米范围内的距离测量, 是一种实现远距离高精度定位的□□□□□□ [1，6]介绍了利用伪随机码 +DSP□□□□□□□□□□□□□位精度,系统结构复杂。文献 [5]的工作与本论文研究工作相近,采用通用的Mica2□□□□，□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□ Mica系列和Telos节点。这些节点仅提供了一个基本硬件平台，必须采用专用接口板才能实现其他功能的扩展。 本论文研究目的是探索一种可以在野外使用, 具有远距离高精度自定位的节点硬件系统。设计一种全新的节点结构。2节点硬件系统设计基于上述考虑,实现的节点结构如图 1所示。节点采用 Microchip公司的dsPIC6014A□□□，□□□□ 12位ADC和8KB的RAM，16□□□□□□□ I。控制，支持 C□□□□□□□ DSP功能，时钟、功耗控制灵活，能在 3口5V□□□□□□, 3.3V时的最高运行速度 20MIPS。节点配置了一片 512KB的SRAM。dsPIC6014A的一个16位□□□□□SRAM□□□□□□□,高 3位由另外的3个I口O位控制，8□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□行数字信号处理时的临时数据。□□□□□□□ nRF24L01,通过SPI接口和CPU□□□□□□□□□□□□TOC\o"1-5"\h\z生器采用市售标准的压电蜂呜器, 经过对自然界的噪声频谱测试及统计分析, 发□□□□□□□□□□□□ 20口3000Hz,因此，□□□□□□□□□□□ 3000Hz,声压大于 90dB。音频接收传感器为驻极体式麦克风，两级放大器增益约 60dB,为了提高抗干扰能力，节点中增加了一个中心频率为 3000Hz的二口巴特沃

斯带通滤波器，电路结构如图3000Hz，-3dB带宽约为987Hz。2所示。电路实测结果：中心频率斯带通滤波器，电路结构如图3000Hz，-3dB带宽约为987Hz。2所示。电路实测结果：中心频率咆源骅理唯元—各级电源输出1.7V理电池实时勾钟节点采用1节3.7V锂离子可充电电池作为电源， □□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□ 一个由RTC(实时时钟)□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□□,□□□□□□□□□□□□□, CPU对RTC进行□□□□□,□□□□□, CPU□□□□□□□□□□,□□□□ RTC和电源□□□□□□,□□□ 12pW,当预定的唤醒时刻到来时， RTC□□□□□□信号，开启电源，节点进入工作状态，如此重复，实现了节点工作和休眠周期的控制。□□□□□□□□□□□□ RTC所具有的数分钟到数天时间的定时中断设置功能实现了节点的运行与休眠周期灵活控制，实现了低功耗设计。在室外利用音频信号测距时， 大气温度、 风速及风向对声速有一定的影响， 节点上实现风速测量目前还存在较大的技术障碍， 低风速时温度的影响是主要的， 这□□□□ c=331.4+0.6T□□□□□,□□ T为大气温度(口)。温度传感器为Maxim公司的 DS1624,具有标准的 I2C接口。测距信号到达时刻算法本文提出了一种基于数字整流处理的测距信号 TOA估计方法， 其基本原理是通过对测距信号进行数字信号处理，获取具有较高信噪比的测距信号幅值变化信息，□□□□□□□□□□□□□ TOA的估计。它包括以下处理过程：(1)测距信号的信噪比。 □□□□□□□□□： f(t)=Av+Assin(3st+Qs)+N(t),Av为信号采集后产生的直流分量， N(t)D□□□□□□□□□□□□□□□□，提高信噪比可以采用数字滤波或者多次采样累加后求平均值的方法。 考虑到节点的运算能力及硬件结构，采用 4次采样再求平均值的方法。(2)去除直流分量。对f(t)求平均值Av,□□□□□□□, □□□□□□□□□□,□□□□□□□□ j(t),音频测距信号是交流信号，滤除直流分量有利于后续处理过程中分离出较大的测距信号幅度。(3)数字全波整流。经过(3)数字全波整流。经过(2)处理后的信号是正负变换的双极性信号，再进行z(t)=|j(t)|处理，即数字全波整流，变换为正的单极性信号。⑷低通滤波。利用二阶 IIR低通滤波器对z(t)=|j(t)|处理，即数字全波整流，变换为正的单极性信号。⑷低通滤波。利用二阶 IIR低通滤波器对z(t)包口线相似的信号 b(t)。z(t)进行数字滤波处理，得到一个与(5)对b(t)进行幅值变化趋势分析。在测距信号开始出现的数据段，相邻数据点的幅值差较大，而且是连续递增的 (通过试验可以确定连续递增的最小数据个数),□□□□□□□□□□□□ n(i),即为信号到达时刻点，如图3所示。案样点数(hi数据处理过程信号图3原始信号和数据处理过程信号谀形试验结果□□□□□□□□□□□□□□□,□□□ 3000Hz,采样频率23.8kHz,样长度为4096点(12位ADC)。图3是原始信号波形及数据处理过程中的数据波形。对于原始信号, 直接利用信号的幅度或者频率来判别测距信号的起始点存在很大误差或者无法识别,而利用本文所述的方法可以获得精度较高的信号起始□□□□□□□ 10MHz□,□□□□□□□□□ 1.5s,可以满足静态或者□□□□□□□□□□,在 30m处的测距最大误差约 3.51。

实现了一种具