一种cs智能温度传感器的前端电路设计

一种cs智能温度传感器的前端电路设计

1温度检测电路温度传动器广泛应用于各种测量和控制系统。传统的温度传感器,例如热敏电阻或铂电阻,需要单独的读出电路,无法集成,成本高。集成温度传感器具有以下优点:1)体积小,可以方便地集成在各种系统中;2)与标准CMOS工艺兼容,易于大规模制造、降低成本;3)功耗低。由于具有上述优点,集成温度传感器的应用范围非常广泛,例如:集成在芯片上进行功耗控制;检测晶振温度,进行温偏校正,以得到精确的振荡频率等。智能温度传感器前端电路由三部分组成,即温度检测电路基准电流源和自稳零放大器如图所示。温度检测电路用于检测温度,并转换为电压信号输出;基准电流源提供基准电流;自稳零放大器将检测到的微弱电压信号放大。本文所述电路基于上华0.6μmCMOS工艺实现,采用Hspice工具进行仿真。第2节分析了垂直衬底PNP晶体管非理想特性对温度检测的影响,提出相应的减小误差的方法;第3节设计了对电源电压和温度变化不敏感的基准电流源;第4节设计了全差分自稳零微弱电压信号放大器;最后给出了总体电路的设计和性能指标。2pnp晶体的动态特性CMOS温度传感器的温度检测基于垂直衬底PNP晶体管的温度特性。双极型晶体管的基极-发射极电压VBE可以表示为:由于晶体管饱和电流IS(T)随温度变化,因此,VBE与T的关系呈现出较大的非线性,不适合直接用于温度检测。偏置在不同集电极电流下的两个晶体管的基极-发射极电压之差ΔVBE可以表示为:假定集电极电流之比为常数,则ΔVBE的值与绝对温度T成正比,并且它的值与工艺参数和集电极电流的绝对值无关,这些性质使得它适合用于温度检测。图1中的温度检测电路采用单管检测,两个衬底PNP晶体管Q1和Q2通过开关依次接通两路电流,产生的差分输出电压信号为2ΔVBE。Q1和Q2采用工艺库中面积为400μm2(20μm×20μm)的PNP20晶体管。基于ΔVBE的温度检测精度受到晶体管本身许多非理想特性的影响,包括寄生串联电阻、电流增益变化、大注入效应和Early效应。首先考虑寄生串联电阻的影响,可以得到如下关系式:(3)式中,RS包括了基极和发射极总的寄生串联电阻。采用三电流法,可以测量PNP晶体管寄生串联电阻值,即分别选取三路发射极电流值,通过测量集电极电流和ΔVBE的值,计算得到寄生串联电阻值。测量出晶体管的寄生串联电阻以后,根据(3)式,可以进一步测量出由于寄生串联电阻上的电压降引起的温度误差如图所示由测量结果可以看出,随着集电极电流减小,由寄生串联电阻引入的温度误差也减小,因此,应选择尽可能小的集电极电流。其次,考虑电流增益变化的影响。由于衬底PNP晶体管的集电极是衬底,因而始终接地,只能偏置发射结。此时,ΔVBE可以表示为:(4)式中,βF1表示发射极电流为IE1时的电流增益,βF2表示发射极电流为IE2时的电流增益。由(4)式可看出,电流增益β的变化会引入误差。同时,电流密度增大时,会发生大注入效应,导致电流增益β降低。因此,应选择恰当的发射极电流密度,以确保不出现大注入效应。仿真得到的晶体管电流增益β随发射极电流变化的曲线如图3所示。从图3中可以看出,电流增益随温度的升高而变大,随着电流的增大先变大后变小,在电流约为1μA时达到最大,因此,两路电流对称地选在1μA左右时的增益误差最小。电流超过10μA以后,由于出现大注入效应电流,增益减小得很快。考虑反向Early效应的影响,引入有效发射系数n,ΔVBE表示为:假设n为与温度变化无关的常数。在不考虑晶体管寄生串联电阻影响的情况下,分别仿真了n=1和n=1.007303时的温度误差,如图4所示。可以看出,引入有效发射系数n后,温度误差显著降低,误差范围在±0.2℃以内。在具体电路实现时,必须将晶体管寄生串联电阻的影响考虑在内,由于寄生串联电阻的存在导致输出电压增加,通过选取较小的n值,可以部分地抵消此影响。进一步的仿真结果表明,当选取n=1.005749时,可以保证此时的温度误差范围在±0.2℃以内。3带隙基准电压的产生温度检测电路需要对温度和电源电压变化不敏感的偏置电流。文献提出了一种对电阻阻值变化不敏感的基准电流源电路,其结构如图5所示。在该电路中,M1管工作在三极管区,M2管工作在饱和区,M4～M7管构成Cascode电流镜。通过选择流过M1和M2管的电流比以及M1和M2管的尺寸比,可以得到如下关系式:式中,k为常数,β1=μnCOXW1/L1。本文选择电流比值为1,W1/W2=1.2,L1=L2。为了使产生的基准电流与温度无关,由(6)式可以得到:β1中只有迁移率μn随温度变化,将μn=μ0(T/T0)-3/2代入(7)式,得到:通过电压VP的正温度系数补偿迁移率μn的负温度系数,可得到与温度变化无关的基准电流源。采用图6所示电路产生具有正温度系数的电压VP,电压Vref是与温度变化无关的带隙基准电压,电压VB为带隙基准电压本身提供偏置电压,电压Vbias1和Vbias2为运算放大器提供偏置电压。图6中,电流Ip满足如下关系式:先只考虑电阻R3,则电压VP可以表示为:此时可以计算出:比较(8)式与(11)式,可以看出,此时电压VP的温度系数大于所需的温度系数。现在考虑电阻R4。该电阻采用工艺库中的hr(ploy2)resistor(1kΩ)电阻,其温度系数为-3.04e-03。通过该电阻,可以部分地抵消正温度系数,从而获得满足(8)式的电压VP。电压Vref是一个通常采用的与温度变化无关的带隙基准电压源,其值等于:通过选择合适的电阻比值(R2/R1),即可获得所需的带隙基准电压。值得注意的是,电压VP的选择必须使图5中的M1管工作在线性区。因此,运算放大器OP1具有较低的输入电平。该运算放大器采用PMOS输入折叠Cascode结构。为了增加输出电压摆幅,电流镜负载采用低压共源共栅结构。采用该结构,可以使输出共模电平范围增加一个阈值电压。运算放大器OP2和OP3具有较高的输入电平,因此采用NMOS输入折叠Cascode结构,其他部分与OP1类似。表1给出了在电源电压2.5V,温度变化范围从-55℃到+125℃,电阻阻值变化±30%的直流仿真结果。I表示温度为+35℃时的值,ΔI表示温度从-55℃变化到+125℃时电流变化的最大值。从表1可以看出,在最坏情况下(FF,ΔR/R=-30%),从-55℃到+125℃,电流的变化值小于250nA。因此,该电流源对温度和电阻阻值的变化不敏感。4运算放大器电路当选取典型值N=10时,ΔVBE的检测灵敏度大约为200μV/K。因此,检测到的电压信号是一个非常微弱的信号,需要通过运算放大器放大。为了消除运算放大器的失调电压和1/f噪声的影响,采用图7所示的开关电容自稳零放大器。其中,OPA采用全差分两级PMOS输入折叠Cascode运算放大器。两级运算放大器的每一级都需要一个共模反馈电路本文采用开关电容共模反馈采用Miller补偿获得合适的相位裕度。仿真得到的运算放大器性能指标如表2所示。图7所示自稳零放大器的工作过程如下:首先,电容C3和C4的一端连接到共模电平Vref,OPA连接成单位增益模式,其输入失调电压被反馈电容C3、C4采样;然后,开关S1、S2断开,被采样的失调电压继续保持在电容C3和C4上;当开关S5、S6断开,S3、S4闭合后,电容C3、C4的一端连接到运算放大器的输出端,得到的输出差分电压Vdiff消除了失调电压的影响。5a/d转换电路温度误差的仿真及结果分析总体电路框图如图1所示。智能温度传感器前端电路的最终输出信号为电压信号,在后级接上A/D转换器,可以将该电压信号转换为数字信号。考虑检测的温度范围为-55℃到125℃,检测精度为1℃,则(125-(-55))/1=180<256=28。因此,后级A/D转换器的精度只需要8位就足够了。假设A/D转换器的检测电压范围为0.6V,则图7自稳零放大器中的电容比值C1/C3(C2/C4)可以通过下式确定:第2节中指出,选择有效发射系数n=1.005749时,可以保证温度检测电路的温度误差范围在±0.2℃以内。根据(13)式,当N=12时,电容比值C1/C3=5.5。考虑第2节中所述电流增益变化和大注入效应的影响,最终选择两路检测电流分别为0.5μA和6μA。对总体电路在温度分别为-55℃、35℃、125℃时进行瞬态仿真,得到的输出电压信号如图8所示。理想情况下的输出电压信号为(0.6/256)V/K,将实际输出电压信号与理想信号相比较,可以得到总体电路的温度误差,如表3所示。其中,ΔV表示电压差值,ΔT表示温度误差值。考虑到后级A/D转换器工作时需要一定的保持时间,因此实际电压在输出电压达到稳定后再保持300μs时测得。由仿真结果可以看出,最终输出电压信号的温度误差范围为-0.55℃到0.17℃,满足检测精度在1℃以内的设计指标要求。6基于自稳零放大器的温度误差检测本文基于上华0.6μmCMOS工艺,完成了CMOS智能温度传感器前