振幅调制 解调及混频

关于振幅调制解调及混频6.1振幅调制6.1.1振幅调制信号分析

1.调幅波的分析

1)表示式及波形设载波电压为调制电压为（6―1）（6―2）（6―3）振幅调制信号振幅Um(t)为ka为比例系数，一般由调制电路确定，故又称为调制灵敏度。第2页,共144页，2024年2月25日，星期天式中,ΔUC（t）与调制电压uΩ成正比,其振幅ΔUC=kaUΩ与载波振幅之比称为调幅度（调制度）(6―4)式中,ka为比例系数,一般由调制电路确定,故又称为调制灵敏度。第3页,共144页，2024年2月25日，星期天(6―7)由此可得调幅信号的表达式（6―5）第4页,共144页，2024年2月25日，星期天调制信号是一连续频谱信号f（t）（6―6）式中,f（t）是均值为零的归一化调制信号,|f（t）|max=1。若将调制信号分解为(6―7)第5页,共144页，2024年2月25日，星期天2)调幅波的频谱由图6―1（c）可知,调幅波不是一个简单的正弦波形。在单一频率的正弦信号的调制情况下,调幅波如式（6―5）所描述。(6―8)uAM(t)=UM(t)cosωct=UC(1+mcosΩt)cosωct（6―5）

图6―4单音调制时已调波的频谱（a）调制信号频谱（b）载波信号频谱（c）AM信号频谱第6页,共144页，2024年2月25日，星期天图6―2实际调制信号的调幅波形第7页,共144页，2024年2月25日，星期天图6―3AM信号的产生原理图第8页,共144页，2024年2月25日，星期天

图6―5语音信号及已调信号频谱（a）语音频谱（b）已调信号频谱第9页,共144页，2024年2月25日，星期天3）调幅波的功率在负载电阻RL上消耗的载波功率为(6―9)(6―10)在负载电阻RL上,一个载波周期内调幅波消耗的功率为第10页,共144页，2024年2月25日，星期天由此可见,P是调制信号的函数,是随时间变化的。上、下边频的平均功率均为(通过对表达式的积分）(6―11)(6―12)AM信号的平均功率边频

第11页,共144页，2024年2月25日，星期天两个边频功率的最大值与载波功率的比值为(6―13)边频功率载波功率=1/2边频

第12页,共144页，2024年2月25日，星期天同时可以得到调幅波的最大功率和最小功率,它们分别对应调制信号的最大值和最小值为(6―14)第13页,共144页，2024年2月25日，星期天在调制过程中,将载波抑制就形成了抑制载波双边带信号,简称双边带信号。它可用载波与调制信号相乘得到,其表示式为在单一正弦信号uΩ=UΩcosΩt调制时,（6―16）（6―15）2.双边带信号第14页,共144页，2024年2月25日，星期天图6―6DSB信号波形第15页,共144页，2024年2月25日，星期天第16页,共144页，2024年2月25日，星期天3.单边带信号单边带（SSB）信号是由DSB信号经边带滤波器滤除一个边带或在调制过程中,直接将一个边带抵消而成。单频调制时,uDSB（t）=kuΩuC。当取上边带时（6―17）（6―18）取下边带时第17页,共144页，2024年2月25日，星期天图6―7单音调制的SSB信号波形第18页,共144页，2024年2月25日，星期天图6―8单边带调制时的频谱搬移第19页,共144页，2024年2月25日，星期天

为了看清SSB信号波形的特点,下面分析双音调制时产生的SSB信号波形。为分析方便。设双音频振幅相等,即且Ω2＞Ω1,则可以写成下式:（6―19）(6―20)第20页,共144页，2024年2月25日，星期天受uΩ调制的双边带信号为(6―21)取上边带进一步展开第21页,共144页，2024年2月25日，星期天图6―9双音调制时SSB信号的波形和频谱第22页,共144页，2024年2月25日，星期天6.1.2振幅调制电路

1.AM调制电路

AM信号的产生可以采用高电平调制和低电平调制两种方式完成。目前,AM信号大都用于无线电广播,因此多采用高电平调制方式。

1)高电平调制高电平调制主要用于AM调制,这种调制是在高频功率放大器中进行的。通常分为基极调幅、集电极调幅以及集电极基极(或发射极)组合调幅。第23页,共144页，2024年2月25日，星期天图6―12集电极调幅电路第24页,共144页，2024年2月25日，星期天图6―13集电极调幅的波形第25页,共144页，2024年2月25日，星期天图6―14基极调幅电路第26页,共144页，2024年2月25日，星期天2)低电平调制

(1)二极管电路。用单二极管电路和平衡二极管电路作为调制电路,都可以完成AM信号的产生,图6―16(a)为单二极管调制电路。当UC>>UΩ时,由式(5―38)可知,流过二极管的电流iD为(6―29)第27页,共144页，2024年2月25日，星期天(2)利用模拟乘法器产生普通调幅波。(6―30)若将uC加至uA,uΩ加到uB,则有(6―31)

式中,m=UΩ/Ee,x=UC／VT。若集电极滤波回路的中心频率为fc,带宽为2F,谐振阻抗为RL,则经滤波后的输出电压(6―32)第28页,共144页，2024年2月25日，星期天图6―17差分对AM调制器的输出波形第29页,共144页，2024年2月25日，星期天2.DSB调制电路

1)二极管调制电路单二极管电路只能产生AM信号,不能产生DSB信号。二极管平衡电路和二极管环形电路可以产生DSB信号。第30页,共144页，2024年2月25日，星期天(6―33)

iL中包含F分量和(2n+1)fc±F(n=0,1,2,…)分量,若输出滤波器的中心频率为fc,带宽为2F,谐振阻抗为RL,则输出电压为(6―34)第31页,共144页，2024年2月25日，星期天图6―18利用模拟乘法器产生AM信号第32页,共144页，2024年2月25日，星期天第33页,共144页，2024年2月25日，星期天图6―19二极管平衡调制电路第34页,共144页，2024年2月25日，星期天图6―20二极管平衡调制器波形第35页,共144页，2024年2月25日，星期天图6―21平衡调制器的一种实际线路第36页,共144页，2024年2月25日，星期天

为进一步减少组合分量,可采用双平衡调制器(环形调制器)。在第5章已得到双平衡调制器输出电流的表达式(5―49),在u1=uΩ,u2=uC的情况下,该式可表示为图6―22双平衡调制器电路及波形第37页,共144页，2024年2月25日，星期天(6―35)(6―36)经滤波后,有第38页,共144页，2024年2月25日，星期天2)差分对调制器在单差分电路(图5―7)中,将载波电压uC加到线性通道,即uB=uC,调制信号uΩ加到非线性通道,即uA=uΩ,则双端输出电流io(t)为第39页,共144页，2024年2月25日，星期天(6―39)式中,I0=Ee/Re,m=UC/Ee,x=UΩ/VT。经滤波后的输出电压uo(t)为(6―40)第40页,共144页，2024年2月25日，星期天图6―24差分对DSB调制器的波形第41页,共144页，2024年2月25日，星期天双差分对电路的差动输出电流为(6―41)(6―42)若UΩ、UC均很小,上式可近似为第42页,共144页，2024年2月25日，星期天图6―25双差分调制器实际线路第43页,共144页，2024年2月25日，星期天3.SSB调制电路

SSB信号是将双边带信号滤除一个边带形成的。根据滤除方法的不同,SSB信号产生方法有好几种,主要有滤波法和移相法两种。

1)滤波法图6―26是采用滤波法产生SSB的发射机框图。第44页,共144页，2024年2月25日，星期天图6―26滤波法产生SSB信号的框图第45页,共144页，2024年2月25日，星期天图6―27理想边带滤波器的衰减特性第46页,共144页，2024年2月25日，星期天第47页,共144页，2024年2月25日，星期天第48页,共144页，2024年2月25日，星期天6.2调幅信号的解调6.2.1调幅解调的方法振幅解调方法可分为包络检波和同步检波两大类。包络检波是指解调器输出电压与输入已调波的包络成正比的检波方法。由于AM信号的包络与调制信号成线性关系,因此包络检波只适用于AM波。其原理框图如图6―30所示。第49页,共144页，2024年2月25日，星期天图6―30包络检波的原理框图

第50页,共144页，2024年2月25日，星期天图6―31同步解调器的框图第51页,共144页，2024年2月25日，星期天

同步检波又可以分为乘积型(图6―32(a))和叠加型(图6―32(b))两类。它们都需要用恢复的载波信号ur进行解调。第52页,共144页，2024年2月25日，星期天6.2.2二极管峰值包络检波器

1．原理电路及工作原理图6―33(a)是二极管峰值包络检波器的原理电路。它是由输入回路、二极管VD和RC低通滤波器组成。第53页,共144页，2024年2月25日，星期天

式中,ωc为输入信号的载频,在超外差接收机中则为中频ωI，Ω为调制频率。在理想情况下,RC网络的阻抗Z应为第54页,共144页，2024年2月25日，星期天图6―34加入等幅波时检波器的工作过程第55页,共144页，2024年2月25日，星期天

从这个过程可以得出下列几点:(1)检波过程就是信号源通过二极管给电容充电与电容对电阻R放电的交替重复过程。

(2)由于RC时常数远大于输入电压载波周期,放电慢,使得二极管负极永远处于正的较高的电位(因为输出电压接近于高频正弦波的峰值,即Uo≈Um)。

(3)二极管电流iD包含平均分量(此种情况为直流分量)Iav及高频分量。第56页,共144页，2024年2月25日，星期天图6―35检波器稳态时的电流电压波形第57页,共144页，2024年2月25日，星期天图6―36输入为AM信号时检波器的输出波形图第58页,共144页，2024年2月25日，星期天图6―37输入为AM信号时,检波器二极管的电压及电流波形第59页,共144页，2024年2月25日，星期天第60页,共144页，2024年2月25日，星期天2．性能分析

1)传输系数Kd

检波器传输系数Kd或称为检波系数、检波效率,是用来描述检波器对输入已调信号的解调能力或效率的一个物理量。若输入载波电压振幅为Um,输出直流电压为Uo,则Kd定义为(6―43a)(6―43b)第61页,共144页，2024年2月25日，星期天

由于输入大信号,检波器工作在大信号状态,二极管的伏安特性可用折线近似。在考虑输入为等幅波,采用理想的高频滤波,并以通过原点的折线表示二极管特性(忽略二极管的导通电压VP),则由图6―35有:(6―44)式中,uD=ui-uo,gD=1/rD,第62页,共144页，2024年2月25日，星期天(6―45)

式中,uD=ui-uo,gD=1/rD,θ为电流通角,iD是周期性余弦脉冲,其平均分量I0为(6―46)(6―47)第63页,共144页，2024年2月25日，星期天(6―48)由此可见,检波系数Kd是检波器电流iD的通角θ的函数,求出θ后,就可得Kd。第64页,共144页，2024年2月25日，星期天等式两边各除以cosθ,可得(6―50)

当gDR很大时,如gDR≥50时,tanθ≈θ-θ3/3,代入式(6-50),有(6―51)(6―49)Kd=由Uo=I0R,得第65页,共144页，2024年2月25日，星期天图6―39Kd～gDR关系曲线图图6―40滤波电路对Kd的影响第66页,共144页，2024年2月25日，星期天2)输入电阻Ri

检波器的输入阻抗包括输入电阻Ri及输入电容Ci,如图6―41所示。输入电阻是输入载波电压的振幅Um与检波器电流的基频分量振幅I1之比值,即(6―52)

输入电阻是前级的负载,它直接并入输入回路,影响着回路的有效Q值及回路阻抗。(6―53)第67页,共144页，2024年2月25日，星期天当gDR≥50时,θ很小,从能量守恒原理来理解：代入可得第68页,共144页，2024年2月25日，星期天3．检波器的失真

1)惰性失真在二极管截止期间,电容C两端电压下降的速度取决于RC的时常数。图6―42惰性失真的波形

第69页,共144页，2024年2月25日，星期天

为了避免产生惰性失真,必须在任何一个高频周期内,使电容C通过R放电的速度大于或等于包络的下降速度,即(6―55)U(t)=Um(1+mcosΩt)(6―56)二极管停止导通的瞬间,uC=Um(1+mcosΩt)。从t1时刻开始通过R放电后的电压：(6—57)放电速度第70页,共144页，2024年2月25日，星期天(6—57)可得第71页,共144页，2024年2月25日，星期天实际上,不同的t1,U(t)和uC的下降速度不同,为避免产生惰性失真,必须保证A值最大时,仍有Amax≤1。故令dA／dt1=0,得代入式(6―58),得出不失真条件如下:(6―59)(6―60)(6―61)第72页,共144页，2024年2月25日，星期天

图6―43底部切削失真2)底部切削失真第73页,共144页，2024年2月25日，星期天(6―62)正常：不正常：第74页,共144页，2024年2月25日，星期天要避免底部切削失真,应满足(6―63)(6―64)第75页,共144页，2024年2月25日，星期天图6―44减小底部切削失真的电路第76页,共144页，2024年2月25日，星期天3)非线性失真由检波二极管的非线性引起，R远大于rD，可减小非线性失真。第77页,共144页，2024年2月25日，星期天3)频率失真第78页,共144页，2024年2月25日，星期天4．实际电路及元件选择图6―45检波器的实际电路第79页,共144页，2024年2月25日，星期天检波器设计及元件参数选择的原则如下:(1)回路有载QL值要大,(2)为载波周期

(3)(4)(5)第80页,共144页，2024年2月25日，星期天例6.3已知普通调幅信号载频fc=465kHz,调制信号频率范围为300Hz～3400Hz,Ma=0.3,RL=10kΩ,如何确定图6.4.5所示二极管峰值包络检波器有关元器件参数?

解：一般可按以下步骤进行:1)检波二极管通常选正向电阻小(500Ω以下)、反向电阻大(500kΩ以上)、结电容小的点接触型锗二极管,注意最高工作频率应满足要求。

2)RC时间常数应同时满足以下两个条件:①电容C对载频信号应近似短路,故应有,通常取

;②为避免惰性失真,应有RC≤

。代入已知条件,可得(1.7～3.4)×10-6≤RC≤0.15×10-3

第81页,共144页，2024年2月25日，星期天第82页,共144页，2024年2月25日，星期天3)设=0.2,则R1=,R2=。为避免底部切割失真,应有Ma≤,其中。代入已知条件,可得R≤63kΩ。因为检波器的输入电阻Ri不应太小,而Ri=,所以R不能太小。取R=6kΩ,另取C=0.01μF,这样,RC=0.06×10-3,满足上一步对时间常数的要求。因此,R1=1kΩ,R2=5kΩ。

4)CC的取值应使低频调制信号能有效地耦合到RL上,即满足:或取Cc=47μF第83页,共144页，2024年2月25日，星期天6.2.3同步检波

1．乘积型设输入信号为DSB信号,即us=UscosΩtcosωct,本地恢复载波ur=Urcos(ωrt+φ),这两个信号相乘(6―72)

经低通滤波器的输出,且考虑ωr-ωc=Δωc在低通滤波器频带内,有(6―73)第84页,共144页，2024年2月25日，星期天

由上式可以看出,当恢复载波与发射载波同频同相时,即ωr=ωc,φ=0,则

uo=UocosΩt(6―74)

若恢复载波与发射载频有一定的频差,即ωr=ωc+Δωc

uo=UocosΔωctcosΩt(6―75)

引起振幅失真。若有一定的相差,则

uo=UocosφcosΩt(6―76)第85页,共144页，2024年2月25日，星期天图6―48几种乘积型解调器实际线路第86页,共144页，2024年2月25日，星期天2.叠加型对DSB信号而言,只要加入的恢复载波电压，可得到一个不失真的AM波。us=UScos(ωc+Ω)t=UScosΩtcosωct–USsinΩtsinωct恢复载波

ur=Urcosωrt=Urcosωct图6―49叠加型同步检波器原理电路单频调制的单边带信号(上边带)为第87页,共144页，2024年2月25日，星期天us+ur=(UscosΩt+Ur)cosωct–

UssinΩtsinωct

=Um(t)cos［ωct+φ(t)］(6―77)(6―78)(6―79)式中us=UScos(ωc+Ω)t=UScosΩtcosωct–USsinΩtsinωct恢复载波ur=Urcosωrt=Urcosωct第88页,共144页，2024年2月25日，星期天(6―80)

式中,m=Us/Ur。当m<<1,即Ur>>Us时,上式可近似为(6―81)(6―82)第89页,共144页，2024年2月25日，星期天图6―50平衡同步检波电路uo1=Kd

Ur(1+mcosΩt)

uo2=Kd

Ur(1-mcosΩt)(6―83)

则总的输出

uo=uo1-uo2=2KdUrmcosΩt(6―84)第90页,共144页，2024年2月25日，星期天图6―51混频器的功能示意图6.3混频6.3.1混频的概述第91页,共144页，2024年2月25日，星期天图6―52三种频谱线性搬移功能

(a)调制(b)解调(c)混频第92页,共144页，2024年2月25日，星期天2．混频器的工作原理设输入到混频器中的输入已调信号us和本振电压uL分别为

us=UscosΩtcosωct

uL=ULcosωLt

这两个信号的乘积为(6―85)(6―86)cosωct第93页,共144页，2024年2月25日，星期天3．混频器的主要性能指标

1)变频增益变频电压增益定义为变频器中频输出电压振幅UI与高频输入信号电压振幅Us之比,即(6―88)

同样可定义变频功率增益为输出中频信号功率PI与输入高频信号功率Ps之比,即(6-89)第94页,共144页，2024年2月25日，星期天2)噪声系数混频器的噪声系数NF定义为

通常用分贝数表示变频增益,有(6―90)(6―91)输入信噪比(信号频率)

输出信噪比(中频频率)(6―92)第95页,共144页，2024年2月25日，星期天3)失真与干扰变频器的失真有频率失真和非线性失真。除此之外,还会产生各种非线性干扰,如组合频率、交叉调制和互相调制、阻塞和倒易混频等干扰。所以,对混频器不仅要求频率特性好,而且还要求变频器工作在非线性不太严重的区域,使之既能完成频率变换,又能抑制各种干扰。第96页,共144页，2024年2月25日，星期天

图6―55混频器输入、输出电平的关系曲线4)变频压缩(抑制)

在混频器中,输出与输入信号幅度应成线性关系。实际上,由于非线性器件的限制,当输入信号增加到一定程度时,中频输出信号的幅度与输入不再成线性关系,第97页,共144页，2024年2月25日，星期天5)选择性混频器的中频输出应该只有所要接收的有用信号(反映为中频,即fI=fL-fc),而不应该有其它不需要的干扰信号。但在混频器的输出中,由于各种原因,总会混杂很多与中频频率接近的干扰信号。第98页,共144页，2024年2月25日，星期天6.3.2混频电路

1．晶体三极管混频器第99页,共144页，2024年2月25日，星期天

图6―60收音机用典型变频器线路(a)中波AM收音机的变频电路(b)FM收音机变频电路第100页,共144页，2024年2月25日，星期天

图6―60收音机用典型变频器线路(a)中波AM收音机的变频电路(b)FM收音机变频电路第101页,共144页，2024年2月25日，星期天2．二极管混频电路输入信号us为已调信号；本振电压为uL,

有UL>>Us,图6―61二极管平衡混频器原理电路第102页,共144页，2024年2月25日，星期天

图6―62为二极管环形混频器,其输出电流io为经中频滤波后,得输出中频电压(6―100)(6―101)第103页,共144页，2024年2月25日，星期天3．其它混频电路图中输入变压器是用磁环绕制的平衡—不平衡宽带变压器,加负载电阻200Ω以后,其带宽可达0．5～30MHz。XCC型乘法器负载电阻单边为300Ω,带宽为0～30MHz,因此,该电路为宽带混频器。图6―64差分对混频器线路第104页,共144页，2024年2月25日，星期天图6―65用模拟乘法器构成混频器第105页,共144页，2024年2月25日，星期天图6―65用模拟乘法器构成混频器第106页,共144页，2024年2月25日，星期天

6.4混频器的干扰

6.4.1信号与本振的自身组合干扰对混频器而言,作用于非线性器件的两个信号为输入信号us(fc)和本振电压uL(fL),则非线性器件产生的组合频率分量为

fΣ=±pfL

±qfc(6―102)第107页,共144页，2024年2月25日，星期天

式中p、q为正整数或零。当有用中频为差频时,即fI=fL

fL–fc或fI=fc-fL,只存在pfL–qfc=fI或qfc–pfL=fI两种情况可能会形成干扰,即

pfL–qfc≈±fI(6―103

这样,能产生中频组合分量的信号频率、本振频率与中频频率之间存在着下列关系(6―104)当取fL-fc=fI时,上式变为(6―105)或fc／fI称为变频比。fc／fI称为变频比。如果取fc-fL=fI,可得(6―106)第108页,共144页，2024年2月25日，星期天

根据式（6—105）得表6—1第109页,共144页，2024年2月25日，星期天例调幅广播接收机的中频为465kHz。某电台发射频率fc=931KHz。当接收该台广播时，接收机的本振频率fL=fC+fI=1396KHz。显然fI=fL-fC，这是正常的变频过程(主通道)。但是，由于器件的非线性，在混频器中同时还存在着信号和本振的各次谐波相互作用。变频比fC/fI=931／465≈2，查表6—1，对应编号2和编号10的干扰。对2号干扰，P=1，q=2，是3阶干扰，由式(6—103)，可得2fC-fL=2×931—1396=466KHz，这个组合分量与中频差1KHz，经检波后将出现1KHz的哨声。这也是将自身组合干扰称为干扰哨声的原因。对10号干扰，p=3，q=5是8阶干扰，其形成干扰的频率关系为5fC-3fL=5×931—3×1396=467KHz≈465kHz，可以通过中频通道形成干扰。第110页,共144页，2024年2月25日，星期天

干扰哨声是信号本身(或其谐波)与本振的各次谐波组合形成的，与外来干扰无关，所以不能靠提高前端电路的选择性来抑制。减小这种干扰影响的办法是减少干扰点的数目并提高干扰的阶数。其抑制方法如下：

第111页,共144页，2024年2月25日，星期天(1)正确选择中频数值。当f固定后，在一个频段内的干扰点就确定了，合理选择中频频率，可大大减少组合频率干扰的点数，并将阶数较低的干扰排除。例如，某短波接收机，波段范围为2～30MHz。如fI=1.5MHz，则变频比fC／fI=1.33～20，由表6—1可查出组合干扰点为2、4、6、7、10、11、14和15号，最严重的是2号(3阶干扰)，受干扰的频率fC=2fI=3MHz。第112页,共144页，2024年2月25日，星期天若fI=0.5MHz，fC/fI=4～60，组合干扰点为7号和11号，最严重的是7号(7阶干扰)，受干扰的频率fC=4fI=2MHz。由此可见，将中频由1.5MHz改为0.5MHz，较强的干扰点由8个减少到2个，最强的干扰由3阶降为7阶。但中频频率降低后，对镜像干扰频率的抑制是不利的。如选用高中频，中频采用70MHz，fC/fI=0.029～0.43，满足这一范围的组合频率干扰点也是很少的(12、16和19号)，最严重的是12号干扰(阶数7阶)，因此影响很小。第113页,共144页，2024年2月25日，星期天此外，采用高中频后，基本上抑制了镜像和中频干扰。由于采用高中频具有独特的优点，目前已广泛采用。实现高中频带来的问题是：要采用高频窄带滤波器，通常希望用矩形系数小的晶体滤波器，这在技术上会带来一些困难，当然可采用声表面波滤波器来解决这一难题，其相对带宽可做到0.02％～70％，矩形系数可达1.2。

(2)正确选择混频器的工作状态，减少组合频率分量。应使gm(t)的谐波分量尽可能地减少，使电路接近乘法器。

(3)采用合理的电路形式。如平衡电路、环形电路、乘法器等，从电路上抵消一些组合分量。第114页,共144页，2024年2月25日，星期天6.4.2外来干扰与本振的组合干扰这种干扰是指外来干扰电压与本振电压由于混频器的非线性而形成的假中频。设干扰电压为uJ(t)=UJcosωJt,频率为fJ。接收机在接收有用信号时,某些无关电台也可能被同时收到,表现为串台,还可能夹杂着哨叫声,在这种情况下,混频器的输入、输出和本振的示意图见图6―69。图6―69外来干扰的示意图第115页,共144页，2024年2月25日，星期天

如果干扰频率fJ满足式(6―104),即

就能形成干扰。式中,fL由所接收的信号频率决定,用fL=fc+fI代入上式,可得(6―107)第116页,共144页，2024年2月25日，星期天1.中频干扰当干扰频率等于或接近于接收机中频时,如果接收机前端电路的选择性不够好,干扰电压一旦漏到混频器的输入端,混频器对这种干扰相当于一级(中频)放大器,放大器的跨导为gm(t)中的gm0,从而将干扰放大,并顺利地通过其后各级电路,就会在输出端形成干扰。第117页,共144页，2024年2月25日，星期天

图6―70抑制中频干扰的措施(a)提高选择性(b)加中频陷波电路第118页,共144页，2024年2月25日，星期天2．镜像干扰设混频器中fL>fc,当外来干扰频率fJ=fL+fI时,uJ与uL共同作用在混频器输入端,也会产生差频fJ-fL=fI,从而在接收机输出端听到干扰电台的声音。fJ、fL及fI的关系如图6―71所示。图6―71镜像干扰的频率关系第119页,共144页，2024年2月25日，星期天

例6.1已知调制信号频率范围为300Hz～4kHz,分别采用普通调幅(平均调幅指数Ma=0.3)、双边带调幅和单边带调幅三种方式,如要求边带功率为10W,分别求出每种调幅方式的频带宽度、发射总平均功率Pav及功率利用率解：普通调幅：由式(6—12)可得边带功率第120页,共144页，2024年2月25日，星期天故所以双边带调幅：单边带调幅第121页,共144页，2024年2月25日，星期天例6.2已知调制信号uΩ(t)的频谱范围为300Hz～4000Hz,载频为560kHz。现采用MC1596进行普通调幅,载波信号和调制信号分别从X、Y通道输入。若X通道输入是小信号,输出uo(t)=k1uxuy；若X通道输入是很大信号,uo(t)=k2uyK2(ωct)。分析这两种情况的输出频谱。uxuy第122页,共144页，2024年2月25日，星期天解：由于是普通调幅,故输入调制信号应迭加在一直流电压UY上,即uy(t)=UY+uΩ(t),显然,为使调制指数不大于1,UY应不小于uΩ(t)的最大振幅。令ux(t)=cosωct,则当ux(t)是小信号时,uo(t)=k1(UY+uΩ)cosωct=k1UYcosωct

+k1uΩcosωct

当ux(t)是很大信号时,uo(t)=k2(UY+uΩ)K2(ωct)

在前一种情况,uo的频谱应为ωc和ωc±ΩΣ,其中ΩΣ是uΩ的全部频谱,如下所示,显然这是普通调幅信号频谱。第123页,共144页，2024年2月25日，星期天由于fc=560kHz,Fmax=4kHz,fcFmax,所以用带通滤波器很容易取出其中的普通调幅信号频谱而滤除fc的三次及其以上奇次谐波周围的无用频谱。虽然两种情况下的输出频谱不一样,但