模拟调制系统课件

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模拟调制系统2基带信号：由消息转换过来的原始信号。基带信号不易在信道中直接传输。发端：通常将基带信号“附加”在高频振荡上进行传输，即将信号频谱进行搬移，此过程就是调制。几个术语：基带信号称为调制信号

高频振荡为运载基带信号的工具，称为载波

经过调制的高频振荡称为已调波信号

3收端：将载波上所携带的信号取下来，恢复原基带信号，此过程称为解调。调制：使信号f(t)控制载波的某一个(或N个)参数，使这个参数按照信号f(t)的规律变化的过程。为什么要对信号进行调制？将消息变换为便于传输的形式。提高性能，提高抗干扰性。有效的利用频带。4调制的分类：正弦波调制和脉冲调制正弦波调制：用正弦高频信号作为载波

调制信号：脉冲调制:用脉冲串构成一组数字信号作为载波

脉冲模拟调制：PAMPDMPPM

脉冲编码调制(脉冲数字调制)：PCM

MDPCM

5对于连续波调制，已调信号可以表示为：

本章主要讨论正弦信号做载波的模拟调制

幅度调制频率调制相位调制63.1.1标准调幅（AM）标准调幅(AM)是指用信号m(t)去控制载波s(t)的振幅，使已调波的包络按照m(t)的规律线性变化。设m(t)为调制信号，载波为AM信号可以表示为3.1幅度调制系统未调载波振幅载波角频率载波起始相位7AM信号的频谱：标准调幅AM产生的数学模型：8AM的波形和其相应的频谱图形：

f(t)+A0t0A0Wm–Wmω02πA0δ(ω)+M(ω)m(t)t0Wm–Wmω0M(ω)–ω0ω0ω0πδ(ω-ω0)πδ(ω+ω0)cosω0tt0sAM(t)t0ω0ω0–ω0SAM(ω)USBUSBLSBLSB2Wm2Wm结论：调制过程使基带信号的频谱搬移到

ω0处

AM的频谱中含有载频和上、下两个边带

已调波带宽为原基带信号带宽的两倍，即WAM=2Wm

AM调制是属于线性调制

93.1.2抑制载波双边带调幅(DSB)

标准调幅(AM)的缺点：在标准调幅中含有载波分量，但载波分量并不携带有用消息，却耗散大量的功率。改进：将不携带消息的载波分量抑制掉，仅传输携带消息的两个边带。这就是抑制载波双边带调幅(DSB)。DSB的时域表达式：10DSB信号的频谱：DSB信号产生的数学模型：(

0=0)

cos(

0t+

0）m(t)SDSB(t)=m(t)cos(

0t+

0）11DSB信号的波形及其频谱图：m(t)t0ω0Wm–WmM(ω)–ω0ω0ω0πδ(ω-ω0)πδ(ω+ω0)cosω0tt0ω0ω0–ω0SDSB(ω)USBUSBLSBLSB2WmSDSB(t)t0反相点结论：载波被抑制波形有反向点频谱中只有上、下边带，WDSB=2Wm

=100%

123.1.3单边带调制(SSB)

DSB信号的缺点：传输带宽需要两倍基带信号带宽，所以它的信道利用率不高。信号频谱分析：

ω0Wm–WmF(ω)ω0ω0–ω0SDSB(ω)USBUSBLSBLSB2Wmω0ω0–ω0SSSB下(ω)Wmω0ω0–ω0SSSB上(ω)Wm

在DSB信号频谱中，位于±ω0处的两侧出现了两个与M(ω)形状完全相同的频谱，即上边带和下边带中都含有M(ω)的全部消息。∴所以只传送一个边带就足够了13结论：①SSB信号的带宽比AM和DSB带宽减小一倍，因而提高了信道利用率。由于抑制载波并仅发送一个边带，故节省功率。SSB信号的产生：（1）滤波法SSSB(t)cos(

0t+

0）m(t)HSSB(

)14

设单音调制信号m(t)=Amcosωmt，载波c(t)=cosω0t，则两者相乘后得到的DSB信号为：

滤出上边带，则

滤出下边带，则15上、下边带的表达式合并可写成：

（2）相移法产生SSB

∵cos

0tSSSB(

)m(t)-

/2-

/2sin

0t

-USB+LSB163.1.4残留边带调幅(VSB)

由于双边带信号浪费边带，单边带信号的产生需要锐截止特性的滤波器不容易实现，特别是所传信号的频谱具有丰富的低频分量时(例如电视、电报)，SSB的上、下边带就很难分离。为此可采用带宽介于单边带调制与双边带调制之间的一种调制方式，这就是残留边带调制(VSB)。

残留边带调制(VSB)：除传送一个边带外，还保留另一边带的一部份。

数学模型：cos

0tf(t)SVSB(t)HV(

)

滤波器HV(ω)不需要十分陡峭的滤波特性

17残留边带滤波器特性

：在|ω0|附近具有滚降特性对于|ω0|上半幅度点呈现奇对称(互补对称)

在边带范围内其它处是平坦的。（如下图所示）H(ω)ωω0-ω00H(ω-ω0)+H(ω+ω0)=Kω018解调：将位于载频的信号频谱再搬回来，并且不失真地恢复出原始信号。解调方式：相干解调非相干解调1相干调解相干解调适用各种调幅系统。要求：本地载波和接收信号的载波必须保持同频同相，这种方法称为相干解调。数学模型：P(t)3.2调幅系统的解调cos(

0t+φ)S(t)fd(t)LPF19以DSB为例说明相干解调的过程：（1）解析分析

乘法器输出：通过LPF后：

当θ＝φ＝常数时：

若θ

φ，信号失真。

20（2）图解分析–ω0ω0ω0πδ(ω-ω0)πδ(ω+ω0)cosω0tt0f(t)t0ω0ω0–ω0SDSB(ω)SDSB(t)t0ω02ω0–2ω0P(ω)212非相干解调在接收端解调信号时不需要本地载波，是利用已调信号中的包络信息来恢复原始信号。非相干解调一般只适用标准调幅(AM)系统。

AM信号非相干解调方法通常采用包络检波法。223.3频率调制系统的调制与解调角度调制：载波的振幅保持不变，而载波的频率或相位受调制信号的控制而发生变化时，称为频率调制或相位调制。因为频率或相位的变化都可以看成是载波角度的变化，因此这种调制又称为角度调制。角度调制是频率调制(FM)和相位调制(PM)的统称。233.3.1角度调制的基本概念未调制的正弦载波：

瞬时频率ω(t)与瞬时相角

(t)的关系：1相位调制（PM）（1）定义瞬时相角24

若正弦载波的瞬时相角

(t)与调制信号f(t)是线性函数关系，就称之为PM波，即

式中：

0：载波的固定角频率

0：载波的相角，它们均为常数。

Kp：比例常数，表示调相器灵敏度，弧度/伏（2）瞬时相角

Kp

f(t)：瞬时相位偏移，即25最大相位偏移：（3）瞬时频率

(t)结论：PM的瞬时频率与调制信号f(t)的微分呈线性关系。（4）PM波表达式单音频信号调制时：26则：其中：称为调相指数，代表调相波的最大相位偏移。2频率调制（FM）（1）定义

若正弦载波的瞬时频率

(t)与信号f(t)呈线性关系，则称之为FM。即

0：固有角频率Kf

：比例常数，表示调频器灵敏度，弧度/秒·伏。27（2）瞬时相角结论：FM波的瞬时相角与f(t)的积分呈线性关系。（3）FM波的表达式单音频信号调制时：则：28其中：称为调频指数，代表FM波的最大相位偏移△

FM。FM的最大频偏：对于单音频调制：因此若把调制信号f(t)先积分，再进行调相，得到的是调频波。同样，把f(t)先微分，然后再进行调频，得到的是调相波。因此，调频和调相并无本质上的区别。

29单音频调制时，调频波和调相波的波形：PM波形FM波形303.3.2窄带调频(NBFM)1定义

如果调频波的最大相位偏移满足如下条件称为窄带调频。在这种情况下,调频波占有比较窄的频带宽度。2NBFM表达式已知FM波表达式为31设

0=0，并将其按三角函数展开，则有注：在以上推导中利用了近似关系：

x<<1时，cosx

1和sinx

x。其频谱为32讨论：NBFM与AM的比较相同点：频谱相类似，都包含有载波和上、下两个边带已调信号的带宽都为调制信号的两倍不同点：

NBFM信号的边带分量与频率有关两个边带的相位不一样。负频域的边带分量相位翻转1800

NBFM解调方式窄带调频波和调幅信号一样，可以采用相干解调和非相干解调两种方法来恢复原调制信号。而窄带调频多采用相干解调。

333.3.3宽带调频(WBFM)1定义不满足的FM称为WBFM2WBFM的频谱宽带调频的频谱是由载频分量和无穷多个边频分量组成。这些边频分量对称地分布在载频的两侧，相邻频率之间的间隔为

m。对称的边频分量幅度相等，但n为偶数时的上、下边频幅度的符号相同，而n为奇数时，其上、下边频幅度的符号相反。

34WBFM的频谱图相邻频率间的间隔n为奇数时，上、下边频幅度的符号相反n为偶数时，上、下边频幅度的符号相同353单频调制时的频带宽度设FM信号的有效频带取到

+1次边频，则由于相邻频谱分量的间隔为

m。所以单音频调制时，FM信号的带宽为调频信号的带宽也可写为这个关系称为卡森公式。若

FM<<1，则若

FM>>1，则36

当调制信号是多频调制时，仍可采用上卡森公式计算FM的带宽。

其中△f为最大频偏，fm和

FM为最高调制频率和其对应的

FM。

4调频信号的产生与解调（1）调频信号的产生

产生调频的方法直接调频法倍频法37

直接调频法：用调制信号直接改变决定载波频率的电抗元件的参数，使输出信号SFM(t)的瞬时频率随调制信号线性变化。

直接调频法的优点：可以得到很大的频偏。主要缺点：载波频率会发生漂移，因而需要附加稳频电路。38倍频法：由窄带调频通过倍频产生宽带调频信号的方法。它是由倍频器和混频器适当配合组成的。

39（2）调频信号的解调宽带调频信号的解调主要采用非相干解调，非相干解调的电路类型很多，例如：相位鉴频器、比例鉴频器、晶体鉴频器等。鉴频器的数学模型：

设调频波为

40经过微分电路后

可见，调频信号经微分后变成了调幅调频波，其幅度变化为经过包络检波器并隔除直流分量后，输出为得到的输出信号S0(t)正比于调制信号m(t)。413.4模拟调制系统的抗噪声性能3.4.1调幅系统的抗噪声性能1通信系统中有噪声解调器的数学模型对模拟通信系统来说，解调器的抗噪声性能主要是用“信噪比”来衡量，信噪比指的是信号和噪声的平均功率之比，用S/N表示。其数学模型为42

S(t)为解调器输入端的已调信号，n(t)为加性高斯白噪声。带通滤波器：滤出有用信号，滤除带外噪声。

Si

、S0分别表示解调器输入端和输出端的有用信号功率

Ni

和N0分别表示解调器输入端和输出端的噪声功率。

Si/Ni：解调器的输入信噪比

S0/N0：输出信噪比。信噪比增益定义为信噪比增益越高，则解调器的抗噪声性能愈好。432相干解调的抗噪声性能经推导,各调幅系统的信噪比增益分别为44几点结论：AM信号经相干解调后，即使在最好的情况下，也不能改善其输入信噪比，而信噪比一般都会恶化。DSB可以改善其输入信噪比3dB，即信噪比改善了两倍。SSB和VSB即不改善也不恶化其输入信噪比。信噪比增益只适用于同一系统不同解调。注意：这并不说明DSB的抗噪声性能优于SSB。因为信噪比增益仅仅适用于同类调制系统作为衡量不同解调器的抗噪声性能，而不能用在不同调制系统抗噪声性能比较上，DSB的信噪比增益比SSB高一倍，是因为SSB所需带宽仅为DSB的一半，因此在噪声功率谱相同的情况下DSB的输入噪声功率是SSB的两倍。尽管DSB的信噪比增益为2，但一开始其输入噪声就已高出SSB的2倍，所以解调器对信噪比的改善被更大的输入噪声所低消。因此，对给定的输入信号功率，DSB和SSB输出端的信噪比是相同的，SSB和DSB解调器的性能是相同的。

453非相干解调的抗噪声性能

AM采用包络检波器解调的噪声性能。（1）大信噪比情况下(即小噪声)

信噪比增益为

此结果与相干解调时得到的信噪比公式相同。由此说明：AM在大输入信噪比时，包络检波器性能与相干解调性能相同。（2）小信噪比情况(大噪声)

在小信噪比的情况，信号完全被包络检波器破坏。所以不能通过包络检波器恢复信号。46

小信噪比时非相干解调器不能提取信号的现象称为门限效应。例

某接收机的输出噪声功率为10-9W，输出信噪比为20dB，由发射机到接收机之间总传输损耗为100dB。①试求用DSB调制时发射功率应为多少?②若改用SSB调制,问发射功率应为多少?解：①DSB：

S0/N0=20dB100（倍）

已知：又

Ni=4N0=4

10-9

47又

1010

（倍）②SSB：

S0/N0=20dB100（倍）已知：又

Ni=4N0=4

10-9

又

1010

（倍）483.4.2调频系统的抗噪声性能1窄带调频NBFM的抗噪声性能窄带调频信号的相干解调器模型：

单音频调制时的信噪比增益为492宽带调频WBFM的抗噪声性能宽带调频一般是用非相干解调，通常采用鉴频器。含有噪声的非相干解调器数学模型如图所示。单音调制时50结论：

G与最大频偏△ω的三次方成正比。通过增加频偏可以提高输出信噪比，从而使宽带调频的抗噪声性能优于调幅系统。由于WFM

2△ω，因此△ω的增加，会使系统带宽加宽，从而使解调器的输入噪声功率Ni增加，输入信噪比(Si/Ni)FM下降。当解调器的输入信噪比下降至某一数值时，输出信噪比将急剧下降。这种情况下，增加频偏不仅不会有好处，反而带来坏处。这种现象称