2026年小米集团射频工程师高频常见面试题包含详细解答+避坑指南

小米集团射频工程师高频面试题

【精选近三年60道高频面试题】

【题目来源：学员面试分享复盘及网络真题整理】

【注：每道题含高分回答示例+避坑指南】

1.请做一个自我介绍（基本必考|重点准备）

2.请在史密斯圆图（SmithChart）上画出串联电感和并联电容的阻抗变化轨迹（极高频|需

深度思考）

3.解释一下S参数（S11,S21,S12,S22）的物理意义及其在射频电路中的应用（基本必

考|背诵即可）

4.什么是趋肤效应（SkinEffect）？它对高频PCB走线设计有什么指导意义？（常问|需深

度思考）

5.请推导或解释Friis传输公式，并说明它在链路预算中的作用（常问|需深度思考）

6.什么是特征阻抗？50欧姆系统的由来是什么？（基本必考|背诵即可）

7.解释1dB压缩点（P1dB）和三阶截取点（IP3/IIP3/OIP3）的区别及测量方法（极高频|重

点准备）

8.手机射频前端架构中，PA（功率放大器）的主要性能指标有哪些？（常问|学员真题）

9.请画出典型的超外差接收机架构图，并标出LNA、Mixer、Filter的位置（基本必考|考察

实操）

10.在手机整机设计中，如何解决“Desense”（灵敏度恶化）问题？请举一个实际案例（极高

频|需深度思考）

11.详细解释一下Doherty功率放大器的工作原理及其优势（重点准备|需深度思考）

12.什么是EVM（误差向量幅度）？导致EVM恶化的主要因素有哪些？（常问|网友分享）

13.SAW滤波器和BAW/FBAR滤波器有什么区别？在5G频段下如何选择？（常问|学员真

题）

14.在使用VNA（矢量网络分析仪）进行测量前，为什么要进行校准？SOLT和TRL校准的区

别是什么？（极高频|考察实操）

15.频谱分析仪中的RBW（分辨率带宽）和VBW（视频带宽）设置如何影响测试结果？（基

本必考|考察实操）

16.什么是噪声系数（NF）？级联系统的总噪声系数计算公式是什么？（基本必考|背诵即

可）

17.请解释一下射频电路中的“阻抗匹配”及其三种常用的匹配方式（LC、传输线、变压器）

（基本必考|重点准备）

18.手机天线设计中，PIFA天线和Monopole天线的优缺点各是什么？（常问|网友分享）

19.如何在PCBLayout中处理射频信号的回流路径（ReturnPath）？（极高频|考察实操）

20.解释ACLR（相邻信道泄漏比）对系统的影响，以及如何优化它（重点准备|需深度思

考）

21.什么是驻波比（VSWR）？VSWR过大对射频系统有什么危害？（基本必考|背诵即可）

22.手机射频电路中，为什么电源线上通常需要串联磁珠和并联电容？（常问|考察实操）

23.谈谈你对5GSub-6G和mmWave（毫米波）射频架构差异的理解（重点准备|反复验证）

24.在调试射频PA时，发现效率（PAE）偏低，你通常会从哪些方面排查？（极高频|考察实

操）

25.什么是MIMO技术？它是如何提高数据传输速率的？（常问|学员真题）

26.射频前端模组（PAMiD/L-PAMiD）目前的主流集成方案是什么？（常问|网友分享）

27.遇到射频传导杂散（SpuriousEmission）超标，你的Debug思路是什么？（极高频|需深

度思考）

28.解释一下LoadPull（负载牵引）测试及其在PA匹配设计中的作用（重点准备|考察实

操）

29.WiFi与蓝牙共存（Coexistence）时，射频端通常采取哪些隔离措施？（常问|学员真

题）

30.什么是ET（EnvelopeTracking，包络追踪）技术？它解决了什么问题？（常问|网友分

享）

31.请简述手机SAR（比吸收率）测试的标准及降低SAR值的常用手段（重点准备|考察实

操）

32.在PCB设计中，微带线（Microstrip）和带状线（Stripline）的区别及应用场景（基本必

考|背诵即可）

33.什么是相位噪声（PhaseNoise）？它对通信质量有什么影响？（常问|需深度思考）

34.手机主板上的屏蔽罩（ShieldingCan）有什么作用？设计时要注意什么？（常问|考察实

操）

35.解释PIM（无源互调）产生的原因及改善方法（重点准备|反复验证）

36.如何选择射频电路中的电感和电容（Q值、SRF等参数的选择逻辑）？（极高频|考察实

操）

37.什么是接收机的动态范围？受限于哪两个指标？（常问|背诵即可）

38.在进行OTA测试时，TRP（总辐射功率）和TIS（总全向灵敏度）不达标通常怎么分析？

（极高频|需深度思考）

39.解释一下差分信号在射频电路中的优势（常问|学员真题）

40.手机金属外壳对天线性能有什么影响？设计中如何规避“死亡之握”？（重点准备|考察实

操）

41.什么是隔离度（Isolation）？在双工器或开关设计中为何重要？（常问|背诵即可）

42.遇到LCD屏幕或Camera开启时干扰射频信号（EMI问题），你怎么处理？（极高频|需深

度思考）

43.射频电路中的ESD（静电放电）防护设计要注意哪些细节？会对射频性能产生什么影

响？（常问|考察实操）

44.解释一下IQ调制/解调的基本原理（基本必考|背诵即可）

45.在小米这类消费电子公司，如何平衡射频性能与ID（工业设计）的冲突？（常问|考察软

实力）

46.什么是谐波（Harmonic）？如何有效地抑制二次、三次谐波？（重点准备|考察实操）

47.请解释一下NFC天线的工作原理及匹配电路调节技巧（常问|网友分享）

48.为什么射频板材通常要用高频板材（如Rogers）？FR4在高频下的局限性是什么？（常

问|背诵即可）

49.简述一下高通或联发科平台射频Calibration（校准）和Verification（综测）的流程（重点

准备|考察实操）

50.如果量产中发现某一批次手机的Wifi吞吐量普遍偏低，你如何定位原因？（极高频|需深

度思考）

51.什么是天线调谐器（AntennaTuner/ApertureTuner）？在全面屏手机中起什么作用？

（常问|学员真题）

52.解释一下倒F天线（IFA）的工作原理及其接地的作用（常问|网友分享）

53.面对紧急的项目节点，如果供应商的物料（如滤波器）性能不达标，你会怎么做？（常

问|考察抗压）

54.谈谈你对射频仿真软件（ADS/HFSS）的使用熟练度，举个仿真优化设计的例子（重点

准备|考察实操）

55.什么是载波聚合（CA）？它对射频前端硬件提出了什么新的挑战？（常问|反复验证）

56.在多层板设计中，如何通过过孔（Via）设计来减少寄生效应？（极高频|考察实操）

57.描述一次你遇到的最困难的射频调试经历，最后是如何解决的？（极高频|考察抗压）

58.如何理解射频系统的线性度与效率之间的Trade-off（折中）？（重点准备|需深度思考）

59.假如天线工程师和结构工程师因为天线净空区吵起来了，作为射频工程师你怎么协调？

（常问|考察软实力）

60.我问完了，你有什么想问我的吗？（面试收尾）

【小米集团射频工程师】高频面试题深度解答

Q1：请做一个自我介绍

❌不好的回答示例：

面试官您好，我叫张三，毕业于XX大学电子信息专业。我有三年的工作经验，之前

在一家做通信模块的公司工作。我的性格比较开朗，能吃苦耐劳，学习能力也比较

强。在上一家公司主要负责一些射频测试的工作，比如用网络分析仪测一下S参数

之类的。我对小米非常感兴趣，一直都是米粉，希望能有机会加入小米，在这个平

台上发挥我的光和热，谢谢。

为什么这么回答不好：

1.缺乏亮点与针对性：自我介绍过于模板化，全是“开朗”、“吃苦”等虚词，没有提及具体的

射频技能（如ADS仿真、调试工具、熟悉频段），无法体现与岗位的高匹配度。

2.工作内容描述过浅：将工作轻描淡写为“测一下S参数”，这会让面试官觉得你仅仅是一个

测试员，而非具备研发能力的工程师，缺乏技术深度。

3.动机表述空洞：仅说自己是“米粉”而没有结合技术视角谈对小米产品的理解，这种情感牌

在技术面试中分量很轻。

高分回答示例：

面试官您好，我叫XX，硕士毕业于XX大学电磁场与微波技术专业，拥有3年手持终

端射频研发经验。

在上一家公司，我主要负责手机及IoT产品的射频前端电路设计与调试。我熟悉高通

及MTK平台的射频架构，能够独立完成从原理图设计、PCB堆叠规划到板级调试的

全流程。针对贵司关注的业务，我有两方面的核心优势：

第一，具备扎实的链路预算与仿真能力。我曾主导过一款5GCPE项目的射频前端

设计，利用ADS进行链路预算分析，优化了LNA与Filter的匹配网络，最终在Sub-

6G频段下将接收灵敏度提升了1.5dB，成功解决了板边天线互扰问题。此外，我熟

练掌握HFSS进行连接器和过孔的3D建模仿真，能有效预判信号完整性风险。

第二，拥有丰富的量产问题排查经验。我曾深度参与过一款旗舰手机的Desense专

项攻关，通过分段排查法定位到屏幕FPC辐射干扰GPS信号的问题，并利用导电布

和接地优化方案，将CN0值提升了4dB，确保了项目按时量产。

我长期关注小米在手机影像与通信融合方面的创新，也非常推崇小米追求极致效率

的工程师文化。我希望能利用我在射频调试和抗干扰设计方面的经验，为小米的硬

件研发贡献力量。

Q2：请在史密斯圆图（SmithChart）上画出串联电感和并联电容的阻抗变化

轨迹

❌不好的回答示例：

史密斯圆图我在学校里学过，大概记得上面是感性，下面是容性。如果是串联电感

的话，阻抗应该会变大，所以在圆图上应该是往右边或者往上面走吧？具体轨迹是

顺时针还是逆时针我有点记不清了。并联电容的话，就是增加导纳，应该是往下半

圆走。实际工作中现在都用ADS软件自动匹配了，手画的机会比较少，但我稍微复

习一下肯定能画出来。

为什么这么回答不好：

1.基础概念模糊：史密斯圆图是射频工程师的“语言”，对移动轨迹含糊其辞（“往右边或者

上面”），直接暴露了基础学科知识的匮乏。

2.依赖工具借口：强调“软件自动匹配”是面试大忌，这暗示你只是工具的使用者，而不懂底

层的物理原理，无法处理软件无法解决的复杂匹配问题。

3.缺乏专业术语：未能提及“等电阻圆”、“等电导圆”等核心概念，显得非常不专业。

高分回答示例：

在史密斯圆图中，阻抗匹配的轨迹遵循特定的物理规律，这主要取决于我们是基于

阻抗平面（Z平面）还是导纳平面（Y平面）进行移动。

首先，关于串联电感：我们主要关注阻抗圆（等电阻圆）。串联电感会增加电路的

感抗部分（+jX），而实部电阻（R）保持不变。因此，在史密斯圆图上，起始点会

沿着等电阻圆向顺时针方向（即向感性区域/上半圆方向）移动。电感值越大，移动

的弧长越长，直到接近开路点。

其次，关于并联电容：处理并联元件时，为了方便计算，我们通常基于导纳圆

（SmithChart旋转180度或使用导纳网格）。并联电容会增加电路的容性电纳

（+jB），导致总导纳的虚部增加。但在标准的阻抗史密斯圆图上表现为：沿着等电

导圆向顺时针方向（即向容性区域/下半圆方向）移动。

在实际的射频匹配电路调试中，我通常会利用这一原理，先通过网分（VNA）观察

当前的阻抗点位置。如果阻抗点位于容性区域且实部较小，我会考虑先串联一个电

感将其拉到单位电阻圆上，再通过并联电容或电感移动到圆心（50欧姆匹配点）。

这种对轨迹的直觉掌握，对于快速手动调试匹配电路至关重要。

Q3：解释一下S参数（S11,S21,S12,S22）的物理意义及其在射频电路中的应

用

❌不好的回答示例：

S参数就是散射参数，用来描述射频网络的特性。S11是输入反射系数，S21是传输

系数，S12是反向传输，S22是输出反射。在工作中，我们主要看S11，这个值越

小越好，一般要求小于-10dB，说明驻波比比较好。S21的话就是看增益或者插

损。S12和S22平时关注得比较少。基本上只要S11达标了，天线或者滤波器就能

用了，主要是配合网分来测试用的。

为什么这么回答不好：

1.定义过于浅显：只是简单翻译了名词，没有解释清楚能量波的入射、反射和传输关系，

显得像背书。

2.忽视了S12和S22的重要性：在有源电路（如LNA或PA）设计中，S12（隔离度）和S22

（输出匹配）至关重要，忽视它们说明候选人可能只做过简单的无源器件测试。

3.量化标准单一：仅提到S11<-10dB，但未结合具体场景（如PA可能要求S11<-15dB，而

天线在某些频段-6dB也能接受），缺乏工程灵活性。

高分回答示例：

S参数（ScatteringParameters）通过入射波和反射波的比率来量化N端口网络的

高频特性。对于一个标准的二端口网络，其物理意义如下：

1.S11（输入回波损耗）：表示端口2匹配时，端口1的反射波与入射波之比。物理上它反

映了输入端的阻抗匹配程度。在天线调试中，我们追求S11在工作频段内低于-10dB（对

应VSWR<2），以保证能量有效辐射而非反射回源端。

2.S21（正向传输系数）：表示端口2匹配时，端口2的传输波与端口1的入射波之比。对于

滤波器，S21代表插入损耗（InsertionLoss）；对于LNA或PA，S21则代表增益

（Gain）。这是评估信号链路损耗或放大的核心指标。

3.S12（反向隔离度）：表示反向传输特性。在LNA设计中，S12必须足够小（即隔离度

高），以防止输出端的负载变化影响输入端的匹配，这是系统稳定性的关键指标，防止振

荡。

4.S22（输出回波损耗）：类似于S11，但针对输出端。在PA设计中，S22直接关系到功

率能否有效传输到天线负载。

在实际的小米手机射频开发中，我不仅仅关注单一指标。例如，在调试双工器时，

我会同时权衡Tx通路的S21（插损，影响功耗）和Tx到Rx的S21/S12（隔离度，影

响接收灵敏度）。S参数是互相关联的，必须结合Smith圆图进行整体调优，而不是

孤立地看某一条曲线。

Q4：什么是趋肤效应（SkinEffect）？它对高频PCB走线设计有什么指导意

义？

❌不好的回答示例：

趋肤效应就是说交流电通过导体的时候，电流不走中间，只走表面。频率越高，这

个现象越明显。这对PCB设计的影响就是，线宽不能太细，否则电阻会变大，损耗

就会变大。另外，因为电流在表面，所以表面的铜箔要处理好。大概就是这个意

思，所以在算阻抗的时候，要考虑这个效应，不然算出来的不准。

为什么这么回答不好：

1.缺乏量化概念：没有提到“趋肤深度”这一核心参数及其与频率的平方根成反比的关系。

2.指导意义笼统：“线宽不能太细”不是趋肤效应的主要推论，主要影响的是对“铜箔粗糙

度”和“表面处理工艺”的选择，回答未触及核心痛点。

3.逻辑表述不清：对物理机理（磁场挤压电流）缺乏深层理解，仅停留在现象描述。

高分回答示例：

趋肤效应是指当交变电流通过导体时，由于导体内部自感电动势的作用，电流密度

倾向于集中在导体表面及其邻近区域的现象。频率越高，电流集中的“皮肤”越薄。

我们用趋肤深度（SkinDepth,）来衡量，它与频率的平方根成反比。例如，在

2.4GHz时，铜的趋肤深度仅约为1.3微米。

这对高频PCB设计有极强的指导意义，主要体现在以下三点：

1.表面粗糙度的影响（SurfaceRoughness）：既然电流主要在极薄的表层流动，铜箔表

面的粗糙度就变得至关重要。如果铜箔表面粗糙度（Profile）大于趋肤深度，电流路径就

会像走山路一样被拉长，导致寄生电感增加和导体损耗（ConductorLoss）急剧上升。因

此，在5G或毫米波设计中，我们必须选用HVLP（超低轮廓）铜箔。

2.表面处理工艺的选择：传统的沉镍金（ENIG）工艺中，镍层的导电性远差于铜，且具有

磁性。在高频下，如果电流流经镍层，会造成巨大的损耗。因此，对于射频微带线，我们

通常推荐使用OSP（有机保焊膜）或沉银工艺，避免使用ENIG，除非频率较低。

3.微带线设计修正：在计算传输线损耗时，必须考虑趋肤效应导致的交流电阻（AC

Resistance）增加。传统的直流电阻公式不再适用，需要使用电磁场仿真软件（如

HFSS）对边缘场和表面电流进行精确建模，以确保插入损耗符合链路预算。

Q5：请推导或解释Friis传输公式，并说明它在链路预算中的作用

❌不好的回答示例：

Friis公式是用来算接收功率的。公式大概是Pr等于Pt加上天线增益再减去损

耗。具体公式里好像有波长和距离的平方。它在链路预算里的作用就是帮我们算一

下，手机离基站多远的时候还能收到信号。如果算出来功率不够，我们就要加PA的

功率或者把天线增益做大一点。这个公式主要是在做系统方案的时候用得比较多。

为什么这么回答不好：

1.公式表述错误：将对数形式（加减）和线性形式（乘除）混淆，且没有准确列出公式因

子，显得基础不牢。

2.忽略了适用条件：Friis公式仅适用于“远场”和“自由空间”，回答中未提及这些关键前提。

3.分析维度单一：仅提到了增加功率，未分析频率（波长）对传播损耗的巨大影响，这在

5G时代是核心考点。

高分回答示例：

Friis传输公式是无线通信链路预算的基石，它描述了在理想自由空间中，接收功率

与发射功率之间的关系。其线性形式为：

其中，和分别是接收和发射功率，和是天线增益，是波长，是传输距

离。

该公式揭示了两个核心物理规律：一是接收功率与距离的平方成反比；二是接收功

率与波长的平方成正比（即频率越高，自由空间路径损耗FSPL越大）。

在射频链路预算（LinkBudget）中，Friis公式主要发挥以下三个关键作用：

1.覆盖范围估算：在已知接收灵敏度门限（Sensitivity）的情况下，我们可以逆向推算出系

统的最大理论通信距离。

2.系统指标分解：在产品定义阶段，根据目标通信距离，利用该公式将总增益需求分解到

各个模块。例如，计算出需要多大功率的PA（）以及需要多少增益的天线（/

），从而指导选型。

3.频段策略分析：它解释了为什么5G毫米波的覆盖能力远弱于Sub-6G。由于毫米波频率

极高（极小），路径损耗显著增加。为了补偿这一损耗，我们在工程上必须引入

Beamforming（波束赋形）技术来通过阵列天线获得极高的和，这是Friis公式直接

导出的工程结论。

Q6：什么是特征阻抗？50欧姆系统的由来是什么？

❌不好的回答示例：

特征阻抗就是传输线的一个属性，像我们的电缆、PCB走线一般都是50欧姆。它不

是真的电阻，用万用表是测不出来的。至于为什么是50欧姆，好像是大家约定俗成

的一个标准吧，可能是为了方便计算，或者是为了匹配。反正现在所有的射频仪器

像网分、频谱仪接口都是50欧姆的，如果不匹配就会有反射，信号就传不过去。

为什么这么回答不好：

1.历史溯源缺失：未能解释“50欧姆”是功率容量和传输损耗折中的结果，这是该问题的核

心考点。

2.物理概念表述不清：虽然提到了“测不出来”，但没有解释特征阻抗是由单位长度的电感和

电容决定的（）。

3.缺乏深度：仅仅停留在“约定俗成”的层面，无法展示工程师的探索精神和理论深度。

高分回答示例：

特征阻抗（CharacteristicImpedance,）是传输线上电压波与电流波的比值，

对于无损耗传输线，其公式为，其中L和C是单位长度的电感和电容。

它由传输线的几何结构和介质材料决定，与传输线的长度无关。

关于50欧姆系统的由来，这实际上是一个历史上的物理折中（Trade-off）：

1.功率容量考量：早期的同轴电缆研究发现，对于空气介质的同轴电缆，当特征阻抗约为

30欧姆时，其功率处理能力（PowerHandling）最强，这对于早期的雷达和发射机非常

重要。

2.损耗考量：另一方面，计算表明当特征阻抗约为77欧姆时，同轴电缆的传输损耗

（Attenuation）最小，这对于信号传输最有利。

3.工程折中：为了兼顾功率容量和低损耗，工程界选择了30欧姆和77欧姆的算术平均值

（约53.5欧姆）或几何平均值附近的一个整数，最终标准化为50欧姆。

因此，50欧姆成为了射频微波领域的通用标准，平衡了高功率传输和低信号衰减的

需求。而在有线电视系统（CATV）中，由于更看重长距离传输的低损耗而非高功

率，通常采用75欧姆标准。理解这一点有助于我们在设计高功率PA匹配网络或低

损耗接收链路时，明白背后的物理限制。

Q7：解释1dB压缩点（P1dB）和三阶截取点（IP3/IIP3/OIP3）的区别及测量方

法

❌不好的回答示例：

P1dB是看功率放大器什么时候饱和的指标，就是输出功率比理论值小了1dB的那个

点。IP3是看线性度的，主要是防止干扰。P1dB一般用来衡量PA的最大功率，IP3

用来衡量抗干扰能力。测量的话，P1dB就是一直加输入功率，看输出什么时候掉

下来。IP3需要输入两个频率的信号，然后看它们产生的互调产物。一般P1dB越高

越好，IP3也是越高越好。

为什么这么回答不好：

1.逻辑混淆：虽然定性描述基本正确，但缺乏定量关系的描述（如P1dB和IP3通常相差10-

15dB的经验法则）。

2.测量细节缺失：提到IP3测量时未说明两个单音信号的频率间隔（ToneSpacing）要求，

也未提到如何计算IP3点（外推法）。

3.应用场景分离：未解释为什么在不同系统中（如GSMvsCDMA/OFDM）对这两个指标

的侧重不同。

高分回答示例：

P1dB和IP3都是衡量射频器件非线性的关键指标，但侧重点不同：

1.P1dB（1dB压缩点）：描述的是器件的饱和特性。当输入功率增加，放大器增益下降

1dB时的输出功率点即为OP1dB。它决定了PA的最大线性输出能力。测量方法是进行功

率扫描（PowerSweep），观察增益曲线下降1dB的点。

2.IP3（三阶截取点）：描述的是器件的小信号线性度，特别是对抗三阶互调失真

（IMD3）的能力。IMD3产物（和）往往落在工作频带内，无法滤

除，严重影响信号质量（EVM）。理论上，IP3是基波与IMD3延长线的交点。

3.区别与联系：P1dB是实际存在的物理饱和点，而IP3通常是一个理论推算点（Virtual

Point）。经验上，OIP3通常比OP1dB高约10-15dB。

测量方法：

IP3必须采用双音测试（Two-toneTest）。输入两个频率间隔较小（如1MHz）且

幅度相等的信号，在频谱仪上测量基波功率（）和三阶互调产物功率（

）。

计算公式为：。

在小米的手机射频设计中，对于PA（发射端），我们更关注P1dB以确保覆盖范

围；而对于LNA（接收端）和Mixer，我们更关注IIP3，以防止带外强干扰信号

（Blocker）与有用信号互调，导致接收机灵敏度恶化（Desense）。

Q8：手机射频前端架构中，PA（功率放大器）的主要性能指标有哪些？

❌不好的回答示例：

PA的主要指标首先是输出功率，功率越大信号越好。然后是效率，效率高手机就不

发烫，省电。还有就是增益，要把信号放大。另外还要看频率范围，能不能覆盖5G

或者4G。还有线性度，不然信号会失真。现在手机里PA都是集成在模组里的，我

们选型的时候主要看Datasheet上的MaxPower和PAE这两个数，这两个好了基本

上就没问题。

为什么这么回答不好：

1.缺乏专业术语：用“手机不发烫”代替热管理，用“信号失真”代替EVM/ACLR，显得不够专

业。

2.遗漏关键指标：完全没有提到ACLR（邻道泄漏）、RxBandNoise（接收带噪声）、

Ruggedness（全反射抗烧毁能力）等对系统至关重要的指标。

3.选型逻辑简单：认为只看Power和PAE就够了，忽略了MIPI协议兼容性、包络追踪

（ET）支持等现代手机PA的核心特性。

高分回答示例：

在手机射频前端架构中，PA是功耗最高且非线性最强的器件，其性能直接决定了整

机的通信质量和续航。除基本的增益（Gain）**和**工作频段外，我主要关注以下

五大核心指标：

1.线性输出功率与ACLR（相邻信道泄漏比）：在满足通信协议规定的ACLR（如LTE要求

<-30dBc）和EVM前提下，PA能输出的最大功率。这比单纯的饱和功率更有意义，因为

它保证了不干扰相邻频道。

2.PAE（功率附加效率）：。在5G高功率模式下，PAE的微

小提升都能显著降低整机功耗和发热。目前主流5GPA配合ET（包络追踪）技术，PAE

需达到优化水平。

3.RxBandNoise（接收带噪声）：PA在发射信号时，泄露到接收频段的噪声底噪。对于

FDD系统（如频段B1/B3），如果PA的RxBN过高，会直接抬高LNA的底噪，导致接收灵

敏度恶化（Desense）。这是系统联调中最棘手的问题之一。

4.Ruggedness（鲁棒性/失配容限）：手机天线环境复杂（如手握、放在金属桌上），会

导致驻波比（VSWR）剧烈变化。优秀的PA需要在VSWR10:1甚至开路/短路情况下不烧

毁，且不发生寄生振荡。

5.MIPIRFFE接口支持：现代PA需要通过MIPI总线进行复杂的时序控制及Bias调节，支持

最新的MIPI协议是选型的前提。

Q9：请画出典型的超外差接收机架构图，并标出LNA、Mixer、Filter的位置

❌不好的回答示例：

（描述口语化）超外差接收机就是先把天线下来的信号给LNA放大，因为信号很弱

嘛。放大之后过一个滤波器，把不用的频率滤掉。然后进Mixer，和本地振荡器LO

混频，变到中频。中频再过一个滤波器，最后给ADC变成数字信号。顺序大概就是

天线->滤波器->LNA->滤波器->Mixer->滤波器->ADC。位置就是这么

放的，这样设计是为了抗干扰。

为什么这么回答不好：

1.逻辑顺序存疑：“天线->滤波器->LNA”还是“天线->LNA->滤波器”在不同场景有不同考量

（噪声系数vs线性度），回答未涉及此Trade-off。

2.关键术语缺失：未明确指出射频滤波器（RFFilter）、镜像抑制滤波器（ImageReject

Filter）和中频滤波器（ChannelSelectFilter/IFFilter）的区别。

3.缺乏深度解释：没解释为什么要用超外差（解决高频选择性差的问题），也没提到镜像

频率干扰这个超外差架构最大的痛点。

高分回答示例：

典型的超外差接收机（SuperheterodyneReceiver）架构旨在平衡灵敏度和选择

性。其信号链路如下：

1.RFFilter（射频滤波器）：位于天线之后，LNA之前。作用是预选频，抑制带外强干

扰，防止LNA阻塞。

2.LNA（低噪声放大器）：位于链路最前端。根据Friis公式，第一级增益决定了整个系统

的噪声系数（NF），因此LNA必须具有低噪声、高增益特性。

3.ImageRejectFilter（镜像抑制滤波器）：位于LNA之后，Mixer之前。这是超外差架构

的关键，用于滤除镜像频率（），防止其混频后落入中频带内。

4.Mixer（混频器）：将射频信号（RF）与本振信号（LO）相乘，下变频到固定的中频

（IF）。

5.IFFilter（中频滤波器/信道选择滤波器）：位于Mixer之后。这是实现系统“选择性”的核

心，通常具有极高的Q值和陡峭的滚降，用于精准选出目标信道。

6.ADC/Baseband：经过中频放大后进行数字化。

架构图示逻辑：

Antenna->RFFilter->LNA->ImageFilter->Mixer->IFFilter->

VGA/ADC

在实际手机设计中，由于集成度要求，现在的射频收发器（Transceiver）多采用零

中频（Zero-IF）或低中频（Low-IF）架构，将镜像抑制和信道选择通过数字域或

正交混频解决，但在理解射频原理时，超外差依然是必须掌握的经典模型。

Q10：在手机整机设计中，如何解决“Desense”（灵敏度恶化）问题？请举一

个实际案例

❌不好的回答示例：

Desense就是灵敏度不好，一般是因为干扰太多了。解决办法就是把干扰源包起

来，用屏蔽罩或者是导电布。比如如果是屏幕干扰，就在屏幕排线上贴导电布接

地。如果是电源干扰，就加磁珠电容滤波。我之前遇到过一个项目，GPS搜不到

星，后来发现是摄像头排线辐射，我们贴了一层铜箔就好了。反正主要思路就是屏

蔽和接地，哪里漏贴哪里。

为什么这么回答不好：

1.方法论缺失：只谈了“屏蔽”，没有提到Desense排查的核心逻辑：干扰源定位->耦合路

径分析->敏感器件保护。

2.案例简单化：“贴了一层铜箔就好了”显得工作很随意，缺乏对问题机理（如时钟倍频干

扰）的深层分析。

3.忽视了架构级规避：仅在物理层面修补，未提到频率规划（FrequencyPlan）等前期设

计手段。

高分回答示例：

Desense（De-sensitization）是指由于系统内部噪声干扰导致接收机灵敏度下降

的现象。解决Desense需要遵循“源头-路径-受体”的系统化排查思路：

1.干扰源定位（Source）：首先通过软件分模块上下电（如开关LCD、Camera、Wi-Fi、

DDR），观察接收机RSSI底噪变化，锁定干扰源。

2.频谱分析（Analysis）：利用近场探头（Near-fieldProbe）配合频谱仪扫描干扰源区

域，抓取干扰频率。判断是宽带噪声（如DCDC纹波）还是窄带谐波（如时钟倍频）。

3.路径切断（Path）：确认是传导干扰还是辐射干扰。传导干扰通过串联磁珠、并联去耦

电容处理；辐射干扰通过加强屏蔽（ShieldingCan）、接地（Grounding）或使用吸波材

料处理。

实际案例：

在某款手机研发中，我们发现开启120Hz高刷屏幕时，LTEB5频段（800MHz附

近）灵敏度恶化了6dB。

分析：通过频谱分析发现，屏幕MIPI接口的时钟速率约为400MHz，其二次谐波正好落在

B5接收带内。

措施1（源头）：与软件沟通，微调屏端MIPI时钟频率（SpreadSpectrum，展频技

术），将谐波能量分散并移出B5通带。

措施2（路径）：在FPC柔性电路板的MIPI差分线周围增加“包地”处理，并在连接器处增

加共模滤波器（CMF）抑制共模噪声辐射。

结果：最终B5频段灵敏度恢复正常，且未影响屏幕显示效果。

这个案例说明，解决Desense不能只靠贴导电布，更需要软硬件协同的频率规划和

信号完整性设计。

Q11：详细解释一下Doherty功率放大器的工作原理及其优势

❌不好的回答示例：

Doherty放大器就是用了两个放大器，一个主放大器，一个辅助放大器。平时只有

主放大器工作，当功率很大的时候，辅助放大器也打开一起工作。这样做的目的是

为了提高效率。因为普通的PA在功率回退的时候效率很低，Doherty可以解决这个

问题。现在基站里面用得特别多，手机里面好像也开始用了。原理大概就是通过阻

抗变换来实现的。

为什么这么回答不好：

1.原理描述过于通俗：缺乏对“有源负载调制（ActiveLoadModulation）”这一核心机制的

解释，这是Doherty的灵魂。

2.技术细节缺失：未提及传输线在阻抗变换和相位补偿中的关键作用。

3.应用场景模糊：仅提到“提高效率”，未结合现代通信信号（如OFDM）的高峰均比

（PAPR）特性进行说明。

高分回答示例：

Doherty功率放大器是目前解决高PAPR（峰均比）信号效率问题的核心架构。其核

心原理是有源负载调制（ActiveLoadModulation）。

1.架构组成：它由两个并联的放大器组成：载波放大器（CarrierAmp，通常为ClassAB）

和峰值放大器（PeakingAmp，通常为ClassC）。输出端通过阻抗变换线连接。

2.工作状态：

低功率区（Back-off）：仅载波放大器工作，峰值放大器截止（呈现高阻）。此时

线将负载阻抗（通常为50Ω）变换为更高的阻抗（如100Ω）呈现给载波放大器，

使其在低功率下电压快速饱和，提前达到高效率状态。

高功率区（Peak）：峰值放大器开启，注入电流。这不仅贡献功率，更重要的是通过

有源负载调制机制，降低了载波放大器视入的负载阻抗（从100Ω降回50Ω），使其能

输出更大功率而不饱和。

3.核心优势：传统PA在功率回退（Back-off）时效率急剧下降（如OFDM信号回退8-

10dB）。Doherty架构使得PA在回退点（如6dB或9dB处）也能出现一个效率峰值。这完

美匹配了4G/5G信号高峰均比的特性，在保证线性度的同时，大幅提升了平均效率，这对

延长基站寿命和手机续航至关重要。

Q12：什么是EVM（误差向量幅度）？导致EVM恶化的主要因素有哪些？

❌不好的回答示例：

EVM就是误差向量幅度，是衡量调制信号质量的一个指标。它表示实际信号和理想

信号之间的差距。如果EVM太大，说明信号质量不好，通信速率就会变慢，甚至断

网。导致EVM恶化的原因有很多，比如PA的线性度不好、电源噪声太大、或者天

线驻波比不好。调试的时候如果要解EVM问题，通常是调一下PA的偏置电压或者

匹配。

为什么这么回答不好：

1.定义不精准：缺少具体的几何描述（IQ平面上的矢量差）。

2.归因笼统：将所有问题混为一谈，未区分“幅度误差”和“相位误差”对应的不同物理根源。

3.解决思路单一：仅提到PA，忽略了本振相位噪声、IQ失配等关键因素，显得视野狭窄。

高分回答示例：

EVM（ErrorVectorMagnitude）是衡量数字调制信号质量最综合的指标。在IQ

星座图上，它代表了实际接收到的信号矢量与理想参考信号矢量之间的差值矢量模

长，通常以百分比（%）或分贝（dB）表示。EVM直接决定了系统的解调能力，

EVM越差，高阶调制（如256QAM）越难解调，导致吞吐量下降。

导致EVM恶化的因素可以从幅度失真和相位失真两个维度分析：

1.非线性失真（主要影响幅度）：这是最常见的原因。当PA工作在压缩区（接近P1dB）

时，会产生AM-AM和AM-PM失真，导致星座图外圈发散。此外，电源纹波（Power

Ripple）也会直接调制到射频信号上，造成幅度抖动。

2.相位噪声（PhaseNoise）：主要由本振（LO）引入。相位噪声过大会导致星座点在圆

周方向旋转扩散（PhaseJitter），在高频微波系统中尤为明显。

3.IQ不平衡（IQImbalance）：包括IQ幅度不平衡和相位正交误差，会导致星座图呈现拉

伸或菱形变形。

4.宽带噪声：低噪放（LNA）的噪声系数过高或本底噪声抬升，会使星座点变成模糊的“云

团”。

在实际调试中，我会通过观察星座图的形状（是旋转、压缩还是位移）来初步判断

EVM恶化的根源，从而针对性地优化PA匹配、净化电源或排查时钟源。

Q13：SAW滤波器和BAW/FBAR滤波器有什么区别？在5G频段下如何选择？

❌不好的回答示例：

SAW是声表面波，BAW是体声波。SAW比较便宜，工艺简单，但是频率做不高，

一般用在2G/3G或者低频段。BAW比较贵，性能好，Q值高，能做高频。5G频段比

较高，比如2.5G以上，SAW就不行了，损耗太大，而且温漂也大，所以都要用

BAW或者FBAR。现在主要的厂家就是村田、博通这些。

为什么这么回答不好：

1.技术细节不足：未解释“表面波”与“体声波”的能量传播差异，也就没解释清楚为什么BAW

适合高频。

2.温漂描述简单：未提及TC-SAW（温度补偿SAW）这一过渡技术，显得对产业链了解不

深。

3.选择逻辑绝对化：认为5G全用BAW是不准确的，Sub-1GHz的5G频段（如n28,n5）依

然大量使用SAW/TC-SAW。

高分回答示例：

SAW（SurfaceAcousticWave）和BAW（BulkAcousticWave）是射频前端最

核心的滤波器技术，主要区别在于声波传播模式和适用场景：

1.工作原理：

SAW：声波沿晶体表面传播。由于叉指换能器（IDT）的物理光刻极限，其工作频率

很难突破2.5GHz，且散热差，能够承受的功率较低。

BAW/FBAR：声波在压电薄膜内部垂直传播，形成驻波谐振。通过减薄薄膜厚度即可

提高谐振频率，因此极具高频优势。同时，BAW具有极高的Q值（低插损、高选择

性）和优秀的散热性能。

2.5G频段下的选择策略：

低频段（<1.5GHz）：如5Gn5,n8,n28频段，SAW依然是主流，性价比极高。对于

对温漂敏感的频段，会选用TC-SAW（温度补偿型SAW）。

中高频段（>2.5GHz）：如n41,n78,n79频段，传统SAW插损急剧增加且无法承受

5G的高功率（HPUE）。此时必须选用BAW或FBAR，虽然成本高，但能提供极陡峭

的滚降（SteepSkirt），这对WiFi与5Gn41/n79的共存（Coexistence）至关重要。

总结来说，选择逻辑是：性能（插损/功率/隔离度）与成本的平衡。在小米的产品

定义中，我们在旗舰机的主分集接收链路常采用BAW以追求极致性能，而在中低端

机型的部分非关键频段则会评估TC-SAW方案以控制成本。

Q14：在使用VNA（矢量网络分析仪）进行测量前，为什么要进行校准？SOLT

和TRL校准的区别是什么？

❌不好的回答示例：

校准是为了归零，因为线缆和接头都有损耗，不校准的话测出来的数据就不准。校

准就是告诉机器什么是开路、短路和负载。SOLT就是Short,Open,Load,Thru，

这是最常用的，用那个标准校准件拧一下就行。TRL好像是Thru,Reflect,Line，

这种一般是在芯片测试或者没有接头的时候用的。我们在实验室基本都用电子校准

件，自动SOLT，很方便。

为什么这么回答不好：

1.目的描述肤浅：仅提到“归零”，未涉及“系统误差模型”和“测量参考面（Reference

Plane）移动”的专业概念。

2.SOLT/TRL对比不清：未指出SOLT依赖标准件的精度，而TRL不依赖负载标准精度，适

合非同轴环境。

3.应用场景局限：简单地将TRL归为“没接头的时候用”，未体现其在毫米波或PCB板级去嵌

入（De-embedding）中的高精度优势。

高分回答示例：

VNA测量中包含系统误差（方向性、源匹配、反射跟踪等）、随机误差和漂移误

差。校准（Calibration）的核心目的，是通过测量已知标准件，计算出系统误差

项（ErrorTerms），并通过数学运算将误差从测量结果中移除（VectorError

Correction）。更重要的是，校准将测量的参考面（ReferencePlane）从仪表

端口延伸到了被测件（DUT）的端口，消除了线缆和夹具的影响。

关于SOLT和TRL的区别：

1.SOLT(Short-Open-Load-Thru)：

原理：依赖一套已知特性的标准负载（Load）来定义50欧姆基准。

优点：适合同轴连接器系统（SMA,N型），标准校准件容易获取，操作通用。

局限：高频下很难制作完美的“标准负载”和“开路”，且无法消除非标准测试夹具的寄生

效应。

2.TRL(Thru-Reflect-Line)：

原理：不需要完美的负载。它利用一段传输线（Line）的特征阻抗来定义系统阻抗，

利用反射件（Reflect）定义相位参考。

优点：精度极高，特别适合非同轴环境（如晶圆探针测试、PCB微带线测试）。它可

以将参考面精确设定在PCB走线的中间，非常适合板级射频调试。

局限：Line的长度必须针对特定频段设计（约为90度相移），频带覆盖不如SOLT

宽。

在小米的实验室中，如果是测试标准的SMA接口模块，我用SOLT；但如果是评估

板载天线或芯片引脚的阻抗，我会设计专门的TRL校准线，以获得最真实的板级S

参数。

Q15：频谱分析仪中的RBW（分辨率带宽）和VBW（视频带宽）设置如何影响

测试结果？

❌不好的回答示例：

RBW是分辨率带宽，设置得越小，看得越清楚，分辨得越细，但是扫描速度会变

慢。VBW是视频带宽，主要是用来平滑波形的。如果信号抖动很厉害，就把VBW

设小一点，线就平直了。一般测试的时候，RBW和VBW都设成自动（Auto）就行

了。如果是测噪声，要把RBW设小一点，不然底噪太高看不见信号。

为什么这么回答不好：

1.缺乏物理意义：未解释RBW实质上是中频滤波器的3dB带宽，也未提到它对底噪

（DANL）的定量影响（10log关系）。

2.VBW解释不全：仅提到“平滑”，未解释VBW是检波后的低通滤波器，它不影响频率分辨

率。

3.对“测噪声”理解片面：RBW不仅影响能否“看见”信号，更直接决定了测得的噪声功率电

平，这是EMC测试的关键。

高分回答示例：

RBW（ResolutionBandwidth）和VBW（VideoBandwidth）是频谱分析仪最重

要的两个参数，直接决定了测量的灵敏度、分辨率和速度。

1.RBW（分辨率带宽）：

物理意义：RBW是中频（IF）滤波器的3dB带宽。它决定了频谱仪区分两个相邻信号

的能力。

对底噪的影响：RBW越小，通过IF滤波器的噪声能量越少。理论上，RBW每减小10

倍，显示的平均噪声电平（DANL）下降10dB。因此，在搜寻微弱信号或杂散

（Spur）时，必须降低RBW。

对速度的影响：扫描时间（SweepTime）与RBW的平方成反比。RBW过小会导致测

试极慢，需权衡效率。

2.VBW（视频带宽）：

物理意义：VBW是包络检波器之后的低通滤波器的带宽。

作用：它不改变频率分辨率，也不改变底噪的平均电平，而是对显示轨迹进行平滑。

减小VBW可以滤除显示噪声的随机抖动，使淹没在噪声中的CW小信号显露出来。通

常设置VBW<RBW（如0.1倍）来获得清晰的迹线。

实际应用：

在进行相位噪声测试或搜寻Desense干扰源时，我会将RBW设得很小（如1kHz）

以降低底噪；而在测试宽带信号（如Wi-Fi信号功率）时，RBW必须设置得大于信

号带宽，否则测得的功率会偏小。

Q16：什么是噪声系数（NF）？级联系统的总噪声系数计算公式是什么？

❌不好的回答示例：

噪声系数NF就是NoiseFigure，用来衡量一个器件引入了多少噪声。NF越小越

好。计算公式是输入信噪比除以输出信噪比，然后取个对数。如果是很多个器件串

联，总的噪声系数主要取决于第一个器件。公式我记得不是很清楚了，好像是F

total=F1+F2/G1什么的。反正在设计接收机的时候，LNA一定要放在最前面，

而且NF要很低，这样整个系统的灵敏度才高。

为什么这么回答不好：

1.公式记忆模糊：面试技术岗，核心公式（Friis噪声公式）必须准确无误，含糊其辞会严

重减分。

2.定义表述不严谨：应该明确指出是在标准温度（290K）下的信噪比恶化程度。

3.缺乏工程量化感：仅说“LNA放最前面”，没有举例说明如果第一级插损很大（如长线缆）

对系统的毁灭性打击。

高分回答示例：

噪声系数（NoiseFigure,NF）衡量了信号通过系统后，信噪比（SNR）恶化的程

度。其定义为在标准温度（290K）下，输入端信噪比与输出端信噪比的比值，通常

用分贝表示：。它反映了系统自身引入了多少噪声。

对于级联系统，其总噪声系数遵循Friis噪声公式：

其中，是噪声因子（线性值），是增益（线性值）。

这个公式在射频系统设计中揭示了两个核心原则：

1.第一级至关重要：系统总噪声系数主要由第一级器件（）决定。后续级的噪声贡献会

被前级的增益（）大幅除以并抑制。因此，在接收机前端，我们总是将高增益、低噪

声的LNA尽可能靠近天线放置。

2.前端损耗是致命的：如果第一级是无源器件（如长电缆或插损大的滤波器），其

（即衰减）且等于其插损。这不仅直接增加了，还放大了后级噪声（）的贡

献。这也是为什么在5G设计中，我们极力减小天线到LNA之间走线长度，或者采用L-

PAMiD模组将LNA前置的原因。

Q17：请解释一下射频电路中的“阻抗匹配”及其三种常用的匹配方式（LC、传

输线、变压器）

❌不好的回答示例：

阻抗匹配就是让源阻抗和负载阻抗相等，这样能量就能完全传过去，不会反射。如

果不匹配，驻波比就大，功率就浪费了。常用的方式有三种：第一种是LC匹配，就

是串并联电感电容，这个最常用，主要在PCB上调。第二种是传输线，比如微带线

做长一点或者短一点，或者做个开路短路桩，这个主要在高频用。第三种是变压

器，就是巴伦，可以做阻抗变换，还能把单端转差分。

为什么这么回答不好：

1.原理表述不严谨：应该是“负载阻抗等于源阻抗的共轭（Conjugate）”，而不仅仅是“相

等”。

2.应用场景区分度不够：没提到LC匹配主要用于窄带，变压器用于宽带。

3.对传输线匹配理解简单：“做长一点短一点”表述太随意，应提及Stub（短截线）匹配的原

理。

高分回答示例：

阻抗匹配的核心目的是实现最大功率传输。根据最大功率传输定理，当负载阻抗等

于源阻抗的共轭（）时，信号源能向负载输出最大功率，且无反射。

在工程应用中，三种常用匹配方式各有千秋：

1.LC离散元件匹配：

原理：利用电感和电容在Smith圆图上的移动轨迹将任意阻抗拉回50Ω中心。

特点：成本低，PCB占用面积小。

局限：窄带特性。Q值越高，带宽越窄。适合手机等空间受限且频段固定的场景。

2.传输线匹配（Stub/Quarter-wave）：

原理：利用传输线长度带来的相位旋转和开路/短路短截线（Stub）产生的纯电抗。

特点：适合高频（微波/毫米波），因为此时波长短，印制线尺寸可控。无寄生参数影

响，精度高。

局限：尺寸较大，低频无法使用。

3.变压器/巴伦（Balun）匹配：

原理：利用线圈匝数比（）变换阻抗。

特点：宽带特性极佳（这也是LC无法比拟的），且能同时实现单端信号与差分信号的

转换。

应用：常用于DAC/ADC接口、混频器输入输出以及PA的推挽级设计。

在小米的手机射频设计中，我们通常采用LC匹配，但在设计Wi-FiFEM或毫米波

模组内部时，会结合使用传输线匹配技术。

Q18：手机天线设计中，PIFA天线和Monopole天线的优缺点各是什么？

❌不好的回答示例：

Monopole就是单极天线，像以前大哥大那样的。它的优点是效率高，带宽宽。缺

点是需要很大的地，而且容易受手的影响。PIFA是平面倒F天线，现在手机里用得

比较多。它的优点是体积小，而且有个接地点，可以抗干扰，SAR值也低一点。缺

点就是带宽比较窄，设计起来比较麻烦。现在的手机基本都是金属边框，其实大多

用的是IFA或者Slot天线了。

为什么这么回答不好：

1.原理深度不够：没有解释PIFA为什么比Monopole抗干扰（电场限制在贴片和地之间）。

2.关键术语缺失：没提到PIFA的“高度”对带宽的决定性影响，也没提到Monopole对“净空区

（Clearance）”的高要求。

3.描述不准确：现代全金属手机更多使用的是基于Loop或Slot模式的调谐天线，简单的

PIFA已不多见，回答显得有些过时但又没点透。

高分回答示例：

在手机天线演进史上，Monopole（单极子）和PIFA（平面倒F天线）是两种最经

典的形态：

1.Monopole天线：

原理：谐振，利用手机主板（PCB）作为辐射地。

优点：结构简单，全向辐射特性好，带宽较宽（相对PIFA）。

缺点：体积大，对PCB净空区（Clearance）要求极高（必须悬空）；由于是开放式

结构，电场分布广，容易受到人体（手、头）的耦合干扰，导致频偏和SAR值较高。

2.PIFA天线（PlanarInverted-FAntenna）：

原理：在Monopole的基础上增加了一个接地引脚（ShortingPin）和顶部加载板，使

天线高度降低。

优点：结构紧凑，可以跨在元器件上方（不需要全净空）；由于存在接地脚，电场主

要集中在辐射片与地之间，近场辐射收敛，因此受人体头部/手部影响较小（抗

Detuning能力强），SAR值通常更低。

缺点：带宽较窄，其带宽直接取决于天线的高度和体积。在如今超薄手机中，PIFA的

高度受限，导致其带宽很难覆盖5G的宽频段要求。

现状：

在现代全金属机身的小米手机中，传统的PIFA和Monopole已演变为金属边框天线

（IFA/Slot/Loop模式），并配合ApertureTuner（孔径调谐器）来动态切换频

段，以解决带宽窄的物理限制。

Q19：如何在PCBLayout中处理射频信号的回流路径（ReturnPath）？

❌不好的回答示例：

回流路径就是电流流回来的路。Layout的时候要注意，射频线的下面一定要有完整

的地平面，不能把地割开。如果地平面有缝隙，电流就要绕路，这样电感就大了，

干扰也大。还有就是打过孔的时候，要在信号孔旁边打几个地孔，给电流提供回

路。总之就是保证地平面的完整性，尽量不要跨分割。

为什么这么回答不好：

1.缺乏高频视角：仅强调“地平面”，未解释高频信号总是沿着“最小电感路径”（即信号线正

下方）回流的物理本质。

2.跨分割处理简单化：说了“不要跨分割”，但没说如果万不得已跨了分割该怎么补救（如跨

接电容）。

3.过孔设计细节不足：未明确指出“回流地孔”的数量和距离要求（如间距）。

高分回答示例：

射频PCB设计中，“信号回流路径”与信号路径同等重要。低频电流走最小电阻路

径，而高频RF电流总是沿着最小电感路径回流，即紧贴信号导体的参考平面正下

方。处理核心原则如下：

1.保证参考平面连续性：射频微带线（Microstrip）下方的第二层必须是完整的地平面

（GND）。严禁在RF走线下方切割地平面（SplitPlane）或布置其他走线。如果参考地

断裂，回流电流将被迫绕大圈，形成巨大的环路电感，导致严重的EMI辐射和阻抗突变。

2.同层“包地”与缝合孔（StitchingVias）：在表层RF走线两侧进行包地（GNDPour），

并沿着走线打上密集的屏蔽过孔。过孔间距应小于工作频率波长的1/10（），以形

成法拉第笼效应，防止信号向外耦合，同时为共面波导（CPW）模式提供短回流路径。

3.换层处理（LayerTransition）：当RF信号必须打孔换层时（如从L1换到L3），参考地

平面也会随之切换（如从L2变到L4）。此时，必须在信号过孔紧邻的位置打至少一个

（最好两个）回流地过孔（ReturnVia），连接L2和L4。这为高频回流电流提供了一个

垂直通道，减小Z轴方向的环路面积。如果在换层处忽略了回流地孔，地回流将被迫寻找

远处的过孔，这在毫米波频段是灾难性的。

Q20：解释ACLR（相邻信道泄漏比）对系统的影响，以及如何优化它

❌不好的回答示例：

ACLR就是看信号漏到隔壁信道有多少。如果漏得太多，就会干扰别人。比如我用

频段B1，漏到了B1旁边的频率，那别人的手机就没法用了。运营商对此有严格要

求的，一般要小于-30dB或者-40dB。如果不达标，我们可以把PA的功率降一点，

因为功率越大概率非线性越强，ACLR就越差。或者调一下匹配，让PA工作得舒服

一点。

为什么这么回答不好：

1.定义表述平淡：没点出ACLR产生的本质原因是“三阶或五阶互调失真导致的频谱再生

（SpectralRegrowth）”。

2.优化手段单一：“降功率”是下策，因为它牺牲了覆盖。未提及DPD（数字预失真）或ET

（包络追踪）等现代技术。

3.影响描述局限：仅说了干扰别人，未提及ACLR差往往也伴随着自身的EVM恶化。

高分回答示例：

ACLR（AdjacentChannelLeakageRatio）定义为发射信号功率与相邻信道泄

漏功率之比。它主要是由PA的非线性特性（如AM-AM,AM-PM失真）引起的频谱

再生（SpectralRegrowth）。

对系统的影响：

1.干扰他网：这是最直接的危害。泄漏的能量会提高邻频接收机的底噪，导致其灵敏度下

降（Desense），这是3GPP协议强制管控的关键指标（如LTE通常要求<-30dBc

或-33dBc）。

2.自身信号质量恶化：虽然ACLR主要衡量带外，但产生ACLR的非线性互调产物同样会落

在带内，导致自身的EVM恶化，降低吞吐率。

优化策略（由轻到重）：

1.PA匹配优化：调节PA输出匹配电路（MatchingNetwork）和偏置电压（Bias），在

P1dB、效率和线性度之间寻找最佳平衡点（SweetSpot）。

2.功率回退（Back-off）：适当降低最大输出功率，使PA工作在线性区。这是最简单但牺

牲覆盖范围的方法。

3.线性化技术（Linearization）：

DPD（数字预失真）：在基带生成一个与PA非线性特性相反的预失真信号，两者抵

消。这是现代4G/5G基站和手机（配合ET）改善ACLR的核心技术，能显著提升PA在

饱和区的线性度，让我们既能用满功率，又能保住ACLR。

ET（包络追踪）：动态调节PA的供电电压，使其始终刚好满足包络需求，间接改善

了线性度和效率的折中。

Q21：什么是驻波比（VSWR）？VSWR过大对射频系统有什么危害？

❌不好的回答示例：

VSWR就是电压驻波比，用来衡量天线和电路匹配好不好的指标。完美的话是1，

一般要求小于2或者3。公式是（1+|反射系数|）/（1-|反射系数|）。如果VSWR太

大，说明反射很严重，信号发不出去。危害就是信号差，手机打不通电话，或者可

能会把PA烧坏。我们在调试的时候都要看网分上的VSWR曲线，尽量把它调低一

点。

为什么这么回答不好：

1.定义流于表面：仅仅背诵了公式，未解释“驻波”形成的物理过程（入射波与反射波叠加形

成驻波）。

2.危害描述不具体：“信号差”太笼统。未从“发射机功耗”和“接收机底噪”两个维度深入分

析。

3.缺乏保护机制的认知：提到“烧PA”，但未提及现代手机中的耦合器（Coupler）和功率回

退机制，显得对系统架构了解滞后。

高分回答示例：

驻波比（VSWR）量化了传输线中驻波的程度，本质上反映了阻抗匹配的质量。当

负载阻抗与传输线特性阻抗不匹配时，部分能量被反射回去，入射波与反射波叠加

形成驻波。VSWR是传输线上电压最大值与最小值的比值。

VSWR过大（如>3:1）对射频系统有三大核心危害：

1.功率损失与发热：反射意味着能量没有辐射出去，而是转化为了热能。这不仅降低了系

统的辐射效率（TotalEfficiency），缩短了电池续航，还会导致射频前端（特别是滤波器

和开关）严重发热。

2.PA（功率放大器）可靠性风险：强反射波会在PA输出端形成高电压峰值，可能击穿PA

的晶体管（HBT/CMOS），或者导致过流烧毁。

3.系统性能回退：现代手机为了保护PA，当检测到高VSWR（如手握住天线）时，基带算

法会强制降低发射功率（PowerBack-off）。这虽然保护了PA，但直接导致通信距离缩

短，用户体验变差（即“掉网”）。

在小米的旗舰机调试中，我们不仅要在传导环境下将VSWR调至1.5以下，更要重

点关注OTA环境下的VSWR波动，优化天线调谐策略以应对“死亡之握”。

Q22：手机射频电路中，为什么电源线上通常需要串联磁珠和并联电容？

❌不好的回答示例：

电源线上串磁珠和并联电容是为了滤波。电容可以通交流阻直流，把噪声滤掉，保

持电压稳定。磁珠就是个电感，可以挡住高频噪声。因为PA工作的时候电流变化很

大，如果不加这些，电源就会不干净，干扰射频信号。一般我们都是用0.1uF或者

100pF的电容，磁珠就选个100M的。

为什么这么回答不好：

1.原理混淆：将磁珠等同于电感是不严谨的。磁珠在高频下主要呈现电阻特性（消耗能

量），而电感主要呈电抗特性（反射能量），两者抑噪机理不同。

2.缺乏频段针对性：只是泛泛而谈“滤波”，未指出大电容滤低频纹波，小电容滤射频谐波，

磁珠用于隔离射频信号泄漏到PMIC。

3.选型逻辑简单：“选个100M”非常随意，未提及磁珠的直流电阻（DCR）对PA压降（IR

Drop）的影响。

高分回答示例：

在射频电源网络（PDN）设计中，磁珠和电容构建了Π型或L型滤波网络，其核心作

用是双向隔离与瞬态供能。

1.并联电容（Decoupling）：

储能作用：PA在发射GSMBurst或5GOFDMA符号时，电流需求会瞬间从mA级跳变

到A级。大容量电容（如10uF）充当“本地能量库”，提供瞬态电流，减小电源电压跌

落。

低阻抗回路：小容量电容（如33pF/100pF）为高频射频信号提供最近的对地回流路

径，防止射频能量进入电源管理芯片（PMIC）。

2.串联磁珠（FerriteBead）：

高频吸能：与电感不同，磁珠在高频下表现为高电阻（R）。它将泄漏到电源线上的

射频噪声转化为热能消耗掉，防止射频信号通过电源线串扰到其他模块（如音频或

GPS）。

隔离作用：防止PMIC开关产生的开关噪声（Ripple）进入PA，导致射频输出出现杂

散或EVM恶化。

工程考量：

在为PA（特别是大功率5GPA）选型磁珠时，我非常关注DCR（直流电阻）。如

果DCR过大，在大电流下会产生显著压降，导致PA供电电压不足，严重恶化饱和

功率和线性度。因此，我们通常选用高饱和电流、超低DCR的专用电源磁珠。

Q23：谈谈你对5GSub-6G和mmWave（毫米波）射频架构差异的理解

❌不好的回答示例：

Sub-6G就是现在常用的频段，比如n78，跟4G差不多，也是天线连着射频线到主

板。毫米波频率很高，比如28GHz，它的波长很短。差异主要是毫米波传输损耗

大，所以要用很多天线做阵列，叫波束赋形。Sub-6G不用那么多天线。另外毫米

波的器件很贵，工艺要求高。现在国内主要是做Sub-6G，美国那边做毫米波比较

多。

为什么这么回答不好：

1.架构描述浅显：没点出毫米波最核心的架构变革——AiP（AntennainPackage），即

射频前端不再在主板上，而是和天线封装在一起。

2.技术细节缺失：未提及中频收发架构（IFTransceiver）在毫米波中的应用，以及为了克

服路损所必须的相控阵（PhasedArray）原理。

3.忽略了连接方式：Sub-6G是传导连接（Connector），毫米波往往是中频信号传输，这

也是面试官想听到的系统级差异。

高分回答示例：

5GSub-6G与mmWave由于物理特性的巨大差异，导致其射频架构呈现出完全不

同的形态：

1.Sub-6G（<7.125GHz）：

延续性演进：基本沿用了4GLTE的架构，采用“收发机+射频前端模组（PAMiD）+

独立天线”的分离式布局。

连接方式：射频信号通过同轴线或FPC从主板传导至天线。

挑战：主要是多频段载波聚合（CA）带来的滤波器设计难度和开关矩阵的复杂度。

2.mmWave（>24GHz）：

AiP架构（AntennainPackage）