数字通信基本知识

数字通信基本知识来自数据终端的原始数据信号，如计算机输出的二进制序列，电传机输出的代码，或者是来自模拟信号经数字化处理后的

PCM码组，ΔM序列等等都是数字信号。这些信号包含丰富的低频分量，甚至直流分量，因而称之为数字基带信号。在某些具有低通特性的有线信道中，特别是传输距离不太远的情况下，数字基带信号可以直接传输，称之为数字基带传输（Baseband

Transmission）。而大多数信道，如各种无线信道和光信道，则是带通型的，数字基带信号必须经过载波调制，把频谱搬移到高载处才能

在信道中传输，我们把这种传输称为数字频带（调制或载波）传输（Waveband

Transmission）。目前，虽然在实际应用场合，数字基带传输不如频带传

输那样广泛，但对于基带传输系统的研究仍是十分有意义的。一是因为在利用对称电缆构成的近程数据通信系统广泛采用了这种传输方式；二是因为数字基带传输中包含频带传输的许多基本问题，也就是说，基带传输系统的许多问题也是频带传输系统必须考虑的问题；三是因为任何一个采用线性调制的频带传输系统可等效为基带传输系统来研究。图5-1数字基带传输系统信道信号形成器数字

基带信号GT(

)信道接收滤波器抽样判决器同步提取C(

)RG

(

)n(t)图5-1

中各部分的作用简述如下：信道信号形成器基带传输系统的输入是由终端设备或编码器产生的脉冲序列，它往往不适合直接送到信道中传输。信道信号形成器的作用就是把原始基带信号变换成适合于信道传

输的基带信号，这种变换主要是通过码型变换和波形变换来实现的，其目的是与信道匹配，便于传输，减小码间串扰，利于同步提取和抽样判决。信道

它是允许基带信号通过的媒质，通常为有线信道，如市话电缆、架空明线等。信道的传输特性通常不满足无失真传输条件，甚至是随机变化的。另外信道还会进入噪声。

在通信系统的分析中，常常把噪声n(t)等效，集中在信道中引入。接收滤波器它的主要作用是滤除带外噪声，对信道特性均衡，使输出的基带波形有利于抽样判决。抽样判决器它是在传输特性不理想及噪声背景下，在规定时刻（由位定时脉冲控制）对接收滤波器的输出波形进行抽样判决，以恢复或再生基带信号。而用来抽样的位定时脉冲则依靠同步提取电路从接收信号中提取，位定时的准确与否将直接影响判决效果。图5-2

给出了图5-1

所示基带系统的各点波形示意图。图5-2

基带系统个点波形示意图基带信号，单极性非归零信号；是进行码型变换后的波形；对(a)而言进行了码型及波形的变换，是一种适合在信道中传输的波形；是信道输出信号，显然由于信道频率特性不理想，波形发生失真并叠加了噪声；(e)为接收滤波器输出波形,与(d)相比，失真和噪声减弱；(f)是位定时同步脉冲;(g)为恢复的信息，其中第4个码元发生误码，误码的原因之一是信道加性噪声，之二是传输总特性（包括收、发滤波器和信道的特性）不理想引起的波形延迟、展宽、拖尾等畸变，使码元之间相互串扰。二进制振幅键控（2ASK：Amplitude

shift

keying）振幅键控是正弦载波的幅度随数字基带信号而变化的数字

调制。当数字基带信号为二进制时，则为二进制振幅键控。设发送的二进制符号序列由0、1序列组成，发送0符号的概率为P，发送1符号的概率为1-P，且相互独立。该二进制符号序列可表示为s(t)=

an

g(t

nTS

)n其中:an=

0,1,发送概率为P发送概率为1-PTs是二进制基带信号时间间隔，g(t)是持续时间为Ts的矩形脉冲:g(t)=10

TS0其他则二进制振幅键控信号可表示为ne2ASK(t)=

an

g(t

nTS

)

cos

wct二进制振幅键控信号时间波型如图7-2

所示。由图7-2可以看出，2ASK信号的时间波形e2ASK(t)随二进制基带信号s(t)通断变化，所以又称为通断键控信号（OOK信号）。二进制振幅键控信号的产生方法如图7-3所示，图(a)是采用模拟相乘的方法实现，图(b)是采用数字键控的方法实现。由图7-2

可以看出，2ASK信号与模拟调制中的AM信号类似。所以，对2ASK信号也能够采用非相干解调(包络检波法)和相干解调(同步检测法)，其相应原理方框图如图7-2

4

所示。2ASK信号非相干解调过程的时间波形如图7-5

所示。二进制振幅键控信号调制器原理框图乘法器cos

ct2ASKe

(t)(a)cos

ct开关电路s(t)e2ASK(t)(b)s(t)载波信号2ASK信号

s(t)1011Tb001ttt2ASK信号非相干解调过程的时间波形1

110

00

0

0101abcd二进制移频键控（2FSK）在二进制数字调制中，若正弦载波的频率随二进制基带信号在f1和f2两个频率点间变化，则产生二进制移频键控信号（2FSK信号）。二进制移频键控信号的时间波形如图7 - 6所示，图中波形g可分解为波形e和波形f，即二进制移频键控信号可以看成是两个不同载波的二进制振幅键控信号的叠加。若二进制基带信号的1符号对应于载波频率f1，0符号对应于载波频率f2，则二进制移频键控信号的时域表达式为e2FSK(t)=[

an

g(t

nTS

)]cos(w1t

n

)

[

bn

g(t

nTS

)]cos(w2t

n

)n

n二进制移频键控（FSK）信号的时间波形aaks(t)1011001tts(t)bttcdettftg

2FS

K信号

振荡器1f1选通开关反相器基带信号选通开关振荡器2f2相加器e2FSK(t)an=0,发送概率为P1,发送概率为1-Pbn=0,发送概率为1-P1,发送概率为P(7.1

-

6)由图

7-6可看出，bn是an的反码，即若an=1，则bn=0，若an=0，则bn=1，于是bn=

n。φn和θn分别代表第n个信号码元的初始相位。在二进制移频键控信号中，φn和θn不携带信息，通常可令φn和θn为零。因此，二进制移频键控信号的时域表达式可简化为e2FSK(t)=

[

an

g(t

nTS

)

cos

w1t

[

an

g(t

nTS)]cos

w2tn

n二进制移频键控信号的产生，可以采用模拟调频电路来实现，也可以采用数字键控的方法来实现。图7-7是数字键控法实现二进制移频键控信号的原理图,图中两个振荡器的

输出载波受输入的二进制基带信号控制，在一个码元Ts期间输出f1或f2两个载波之一。二进制移频键控信号的解调方法很多，有模拟鉴频法和数字检测法，有非相干解调方法也有相干解调方法。采用非相干解调和相干解调两种方法的原理图如图7-8

所示。其解调原理是将二进制移频键控信号分解为上下两路二进制振幅键控信号，分别进行解调，通过对上下两路的抽样值进行比较最终判决出输出信号。非相干解调过程的时间波形如图7-9

所示。图

7–7

数字键控法实现二进制移频键控信号的原理图振荡器1f1选通开关反相器基带信号选通开关振荡器2f2相加器e2FSK(t)过零检测法解调器的原理图和各点时间波形如图

7

-

10所示。其基本原理是，二进制移频键控信号的过零点数随载波频率不同而异，通过检测过零点数从而得到频率的变化。在图7-10中，输入信号经过限幅后产生矩形波，经微分、整流、波形整形，形成与频率变化相关的矩形脉冲波，经低通滤波器滤除高次谐波，便恢复出与原数字信号对应的基带数字信号。图

7

–

10

过零检测法原理图和各点时间波形限幅

2FSKe

(t)ab微分

c整流

d脉冲形成低通

ef输出

(a)abcde二进制移相键控（2PSK）---BPSK在二进制数字调制中，当正弦载波的相位随二进制数字基带信号离散变化时，则产生二进制移相键控(2PSK)信号。通常用已调信号载波的0°和180°分别表示二进制数字基带信号的1

和0。二进制移相键控信号的时域表达式为e2PSK(t)=

[

an

g(t-nTs)］cosωct(7.1

-9)其中, an与2ASK和2FSK时的不同，在2PSK调制中，an应选择双极性，即an=n1,-1,发送概率为P发送概率为1-P若g(t)是脉宽为Ts,高度为1的矩形脉冲时，则有e2PSK(t)=cosωct,-cosωct,发送概率为P发送概率为1-P由式(7.1-11)可看出，当发送二进制符号1时，已调信号e2PSK(t)取0°相位，发送二进制符号0时，e2PSK(t)取180°相位。若用φn表示第n个符号的绝对相位，则有φn=

0°,180°,发送1发送0

符号这种以载波的不同相位直接表示相应二进制数字信号的调制方式，称为二进制绝对移相方式。二进制移相键控信号的典型时间波形如图7-11

所示。图7

–11二进制移相键控信号的时间波形O－ATsAt二进制移相键控信号的调制原理图如图7-12

所示。其中图(a)是采用模拟调制的方法产生2PSK信号，图(b)是采用数字键控的方法产生2PSK信号。2PSK信号的解调通常都是采用相干解调，解调器原理图如图7-13

所示。在相干解调过程中需要用到与接收的

2PSK信号同频同相的相干载波。2PSK信号相干解调各点时间波形如图7-14所示。当恢复的相干载波产生180°倒相时，解调出的数字基带信号将与发送的数字基带信号正好是相反，解调器输出数字基带信号全部出错。图7-122PSK信号的调制原理图s(t)码型变换双极性不归零乘法器e2PSK

(t)cos

ct(a)cos

ct0°开关电路e2PSK

(t)

180°移相

s(t)(b)模拟调制数字键控图7-142PSK信号相干解调各点时间波形10a110100bcde带通

滤波器e2PSK

(t)a相乘器c低通

滤波器dbe抽样

判决器输出

cos

ct定时脉冲79数字调制技术---高阶调制MPSKM-PSK信号集合为其中为符号周期,是信号每个符号的能量,载波频率.载波相位取M个相位中一个，即80举例：8-PSK

（M=8）

Esm2m3m4m5m6Decisionboun

darym8messagepoint

Es

m7

2Esdd

M

Mm1Decisionregion1

Es正交振幅调制(QAM)Quadrature

Amplitude

Modulation信号表示式：这种信号的一个码元可以表示为sk

(t)

Ak

cos(

0t

k

)kT

t

(k

1)T式中，k

=整数；Ak和

k分别可以取多个离散值。上式可以展开为sk

(t)

Ak

cos

k

cos

0t

Ak

sin

k

sin

0t令

Xk

=

Akcos

k

Yk

=-Aksin

k则信号表示式变为sk

(t)

Xk

cos

0t

Yk

sin

0tXk和Yk也是可以取多个离散值的变量。从上式看出，sk(t)可以看作是两个正交的振幅键控信号之和。8182矢量图在信号表示式中，若

k值仅可以取

/4和-

/4，Ak值仅可以取+A和-A，则此QAM信号就成为QPSK信号，如下图所示：所以，QPSK信号就是一种最简单的QAM信号。83有代表性的QAM信号是16进制的，记为16QAM，它的矢量图示于下图中：Ak总称为MQAM调制。由于从其矢量图看像是星座，故又称星座调制。84类似地，有64QAM和256QAM等QAM信号：64QAM信号矢量图256QAM信号矢量图85复合相移法：它用两路独立的QPSK信号叠加，形成16QAM信号，如下图所示。AMAM图中虚线大圆上的4个大黑点表示第一个QPSK信号矢量的位置。在这4个位置上可以叠加上第二个QPSK矢量，后者的位置用虚线小圆上的4个小黑点表示。16QAM产生8(6a)

16QAM16QAM信号和16PSK信号的性能比较：在下图中，按最大振幅相等，画出这两种信号的星座图。设其最大振幅为AM，则16PSK信号的相邻矢量端点的欧氏距离等于而16QAM信号的相邻点欧氏距离等于d2和d1的比值就代表这两种体制

的噪声容限之比。18Md

A

0.393AM

AMd2AMd1(b)

16PSKM2

AM

0.471A32d

按上两式计算，d2超过d1约1.57

dB。但是，这时是在最大功率（振幅）相等的条件下比较的，没有考虑这两种体制的平均功率差别。16PSK信号的平均功率（振幅）就等于其最大功率（振幅）。而16QAM信号，在等概率出现条件下，可以计算出其最大功率和平均功率之比等于1.8倍，即2.55

dB。因此，在平均功率相等条件下，16QAM比16PSK信号的噪声容限大4.12

dB。8788举例：OFDM

系统在高斯信道上的性能（AWGN：Additive

White

Gaussian

Noise)-----BPSK,

QPSK,

8PSK,16-PSKSimulationparameterValueChannelAWGNFFT

size1024Subcarrier

#1024ModulationBPSK,

QPSK,8PSK,

16PSKGuardTypeCyclic

PrefixSNR0

-

30

dB051020253010-6-510-41010-310-210-1100BER

vs.SNR15SNRBERBPSK

theoretical

resultBPSK

simulationQPSK

theoretical

resultQPSK

simulation8PSK

approximate

result8PSK

simulation16PSK

approximate

result16PSK

simulation89AWGN信道OFDM系统的误码特性（BPSK/QPSK,16QAM,64QAM,256QAM）.-510-410-31