【移相全桥变换器原理分析概述2900字】

移相全桥变换器原理分析概述目录TOC\o"1-3"\h\u8992移相全桥变换器原理分析概述 174301.1移相全桥主电路工作原理 1141821.2工作特性分析 8122181.1.1功率管实现ZVS的条件 844361.1.2超前桥臂实现ZVS 8271241.1.3滞后桥臂实现ZVS 841501.3实现ZVS的方法及副边占空比丢失 8214341.3.1实现ZVS的方法 8210571.3.2副边占空比丢失 91.1移相全桥主电路工作原理移相全桥最常用的软开关方式有以下两种：（1）ZVS移相全桥变换器在一定的条件下可以实现零电压开关，与其他变换器相比，最突出的特点就是该类变换器不需要其他附加器件，通过电路中寄生参数间的谐振就可以实现超前桥臂和滞后桥臂的ZVS，简化了电路结构，也提高了经济性[55]；但是，从工作性能角度出发，这种拓扑的滞后桥臂受负载影响较大，且原边存在环流损耗，但是结合本课题的研究，使用这种软开关方式所导致的损耗微乎其微，甚至可以忽略。（2）ZVZCS移相全桥变换器的超前桥臂与上一种软开关方式一样可以实现ZVS，不同之处在于滞后桥臂实现的是ZCS。这样一来，就可以很好的解决上述ZVS移相全桥变换器存在的缺陷，由于变压器的原副边联系不会被阻断，也不会存在占空比丢失的问题，大大提高了变换器的转换效率。但是这种变换器拓扑更加复杂，增加了资本投入[56-59]。综上考虑，最终采用ZVS移相全桥变换器。图1.1ZVS移相全桥变换器主拓扑原理图Figure1.1PrincipletopologydiagramofZVSphase-shiftedfull-bridgeconverter图1.1和图1.2为ZVS移相全桥DC/DC变换器的主电路电路图及主要波形[49]。Q1~Q4是构成原边全桥电路的四个功率MOS管，D1~D4为反并联二极管，C1~C4为寄生电容；Lr是原边谐振电感。D5和D6是副边全波整流二极管，副边还有输出滤波电感Lout和输出电容Cout。同桥臂两个开关管互补导通，导通角为180°，如波形图所示，[t0~t2]时段Q1和Q4之间的相位差即移相角δ。可以采用调节δ大小的方式来改变输出电压。从图1.2中不难发现驱动信号Q1、Q3分别超前于Q4、Q2，故Q1和Q3组成了超前桥臂，Q2和Q4组成了滞后桥臂。图1.2移相全桥变换器的主要波形Figure1.2Mainwaveformsofphase-shiftedfull-bridgeconverter图1.3模态0Figure1.3Mode0基于上述工作原理做出如下假设：（1）忽略所有寄生参数和分布参数；（2）所有开关管为理想元件；（3）两个桥臂上的谐振电容的容量均相等；（4）变压器二次侧输出滤波电感Lout，满足n2Lout>>Lr，其中n是变压器原副边匝比。考虑到开关周期的对称性，仅对正半周期的6个模态进行具体分析。模态0[t0时刻]：变换器的工作模态如图1.3。在该时段内，Q1和Q4同时导通并与Lr构成回路，能量从前端电源向后端变压器副边传递，由于D5导通，保证了变压器原边能够给副边供能。模态1[t0-t1]：变换器的工作状态如图1.4所示。图1.4模态1Figure1.4Mode1由图1.2可知，t0时刻开关管Q1零电压关断时，Q4仍然处于导通态，C1充电，C3放电。但是Q1最终会因为C1和C3的存在而产生零电压关断。在这一阶段Lr与Lout处于串联状态，且Lout折算到一次侧后其感量很大，将其当作恒流源处理。这样原边电流ip和电容C1、C3端的电压为 （1.1） （1.2） （1.3）到t1时刻，C3的电压被降到零，D3自然导通，结束开关模态1。该模态的时间为 （1.4）模态2[t1~t2]：变换器的工作状态如图1.5。D3导通后，Q3开通。虽然被开通，但此时并没有电流流过，仍然由D3进行续流，此时C3的电压为零，所以Q3属于零电压开通。Q3和Q1驱动信号间的死区时间为 （1.5）图1.5模态2Figure1.5Mode2该时段，原边电流ip的值为折算到原边的滤波电感电流iLout(t)为 （1.6）到t2时刻，ip下降到I2。模态3[t2~t3]：变换器的工作状态如图1.6所示。图1.6模态3Figure1.6Mode3到t2时刻，Q4开关管被关断，ip流过C2时将其原有的电荷带走，同时为C4充电，所以Q4是零电压关断。此时vAB=-vC，变压器副边绕组电势变为下正上负，此时D6开通，副边绕组下半边流过电流。从图1.6的结构中可以看出变压器绕组处于短路状态，该模态下是Lr和C2、C4谐振，ip和电容C2、C4的电压分别为 （1.7） （1.8） （1.9）式中，，。到t3时刻，当C4的电压上升到Vin，D2自然导通，该模态结束，持续时间为 （1.10）模态4[t3~t4]：变换器的工作状态如图1.7所示。图1.7模态4Figure1.7Mode4t3时刻，D2自然导通，将Q2源漏极两端的电压钳位到零，此时导通的话，是零电压导通。Q2和Q4驱动信号间的死区时间td(lag)>t23，即 （1.11）虽然此时Q2处于开通状态，但并无电流流过，D2仍起着为ip续流的作用，Lr反向给电源传输能量。变压器原副边绕组电压仍为零，电源电压Vin加到Lr两端，ip下降呈线性，其大小为 （1.12）到t4时刻为止，ip从Ip(t3)降至零，D2、D3自然关断，电流主要流经Q2和Q3。持续时间为 （1.13）模态5[t4~t5]：变换器工作状态如图1.8所示。在t4时刻，ip减小到零，原边电流开始反向流动并不断增大，但是其增大程度仍不足以提供负载电流，只能通过D5、D6构成回路来提供，所以原边绕组两端电压及Lr两端电压同模态4保持一致，没有变化，ip反向增加，大小为 （1.14）图1.8模态5Figure1.8Mode5到t5时刻，ip大小达到式（1.6）且保证能给负载提供电流，模态5结束。此时，关断D5，副边所有电流经D6流回变压器下半端。持续时间为 （1.15）模态6[t5~t6]：变换器工作状态如图1.9所示。图1.9模态6Figure1.9Mode6由上可知，变压器二次侧不再处于短路状态，能量传递方向再次与模态0保持一致，可得原边电流为 （1.16）因为Lr<<n2Lout，则可将Lr视为零，式（1.16）可化简为 （1.17）t6时刻，Q3关断，正半周期结束，进入到对称的负半周期。1.2工作特性分析1.1.1功率管实现ZVS的条件通过上文的原理分析可知，为满足ZVS条件，谐振能量必须比所有参与谐振的寄生电容Ci和变压器初级绕组寄生电容CTR能量之和要大，即 （1.18）1.1.2超前桥臂实现ZVS该类开关管在状态切换时，LLout与原边的谐振电感Lr串联，将两者储能进行相加就可以得到实现零电压导通的能量。通常LLout感量很大，在状态切换时其中流过的电流几乎不变，故而实现零电压开关的概率较大。1.1.3滞后桥臂实现ZVS滞后桥臂Q2、Q4在状态切换时，变压器二次侧会由于D5、D6导通而出现短路现象，使其被迫分为两个部分，这就意味着Lout能量反射向原边的通路被阻断了，这种情况下实现ZVS的能量全部来源于Lout储存的能量，相比之下，滞后桥臂零电压开通的条件更加苛刻，即 （1.19）通常情况下，磁性材料的CTR很小，忽略不计，因此式（1.19）可等效为 （1.20）1.3实现ZVS的方法及副边占空比丢失1.3.1实现ZVS的方法从以上分析可以看出，相比于两种桥臂实现ZVS的难易程度，滞后桥臂比超前桥臂更难实现。从数学角度分析，前者是后者的充分条件。若想满足式（1.20）的条件实现ZVS，可以通过提高等式左边两个分量的方法来实现。1.3.2副边占空比丢失如前所述，滞后桥臂开关关断后会出现换流阶段，变压器副边绕组处于短路状态，导致输出的方波会不够完整，呈现出占空比丢失现象，丢失的占空比Dloss为 （1.21）其中，D为变压器一次侧绕组交流方波占空比；Ds为二次侧实际检测方波的占空比。从图1.2中不难发现，在[t2~t5]及[t8~t11]时段内，初级电流存在换向，这个过程中，原边电流过小，负载电流要通过iLout续流，D5、D6同时导通，副边绕组短路，就出现了部分电压波形缺失现象，副边占空比Dloss表示为 （1.22）实际上t23很小，近似看作是零，但t35不可视为零，即 （1.23）原边感量经过滤波电感折算后其值很大，电流脉动很微弱，可得iLout(t5)=